羅玉川 向磊 高彥昌 倪剛 陳靖峰 賀沖 梁仙靈

（上海交通大學(xué)電子工程系，上海 200240）

引 言

當前有源相控陣天線主要通過數(shù)字衰減器和數(shù)字移相器分別控制陣列單元的幅度和相位，實現(xiàn)波束調(diào)控. 時間調(diào)制陣列作為一種新體制下的有源相控陣天線，其基本原理是通過開關(guān)的時間維度調(diào)制來控制陣列單元的幅度和相位，即替代衰減器和移相器的調(diào)幅、調(diào)相功能，具有精度高、損耗小、控制簡單等特點.

最早的時間調(diào)制陣列天線研究可追溯至20 世紀50 年代末，H. Shanks 等人提出四維電磁輻射的概念[1]. 直到21 世紀初，隨著高速射頻開關(guān)技術(shù)的發(fā)展，有關(guān)時間調(diào)制天線的研究掀起新一輪熱潮，如電子科技大學(xué)楊仕文教授等人提出基于時間調(diào)制陣列的邊帶抑制技術(shù)、互耦補償技術(shù)、多普勒技術(shù)等[2-3]；Sheffield 大學(xué)A. Tennant 教授等人提出基于時間調(diào)制陣列的波束形成技術(shù)、測向技術(shù)[4-5]；Trento 大學(xué)P.Rocca 教授等人開展了時間調(diào)制陣列的瞬時方向圖、方向性系數(shù)、邊帶輻射能量的優(yōu)化分析[6-7].

上述研究均以理想射頻開關(guān)為前提，實驗過程也往往在較低調(diào)制頻率下進行，忽略了射頻開關(guān)的非理想特性對調(diào)制波形的影響. 當系統(tǒng)的調(diào)制頻率較高時，盡管可編程門陣列FPGA 輸出矩形調(diào)制波，但射頻開關(guān)及電路執(zhí)行的卻不是矩形波調(diào)制，從而影響時間調(diào)制陣列天線的幅度、相位調(diào)控精度. 2013年，E. T. Bekele 等人比較了矩形波、梯形波和升余弦波調(diào)制時的各次諧波能量占比和方向圖特性[8]. 2017年，南京理工大學(xué)姚阿敏研究了非理想波形調(diào)制的類單邊帶時間調(diào)制陣列[9]. 2019 年，R. Maneiro-Catoira 等人也研究了梯形波調(diào)制時上升沿時長對時間調(diào)制陣列天線的諧波效率影響[10]. 2020 年E. A.Ball 等人分析了任意起止時刻梯形波調(diào)制的陣列方向圖變化[11]. 同年，Q.Y.Chen 等人分析了非理想階梯波調(diào)制對時間調(diào)制陣列的影響[12].

上述各種非理想波調(diào)制研究的一個共同特點是調(diào)制波均為“對稱”波形[8-12]，但實際射頻開關(guān)響應(yīng)的上升沿和下降沿的時長往往不同[13]，即“非對稱”. 對此，本文首先開展 “非對稱”的梯形波、升余弦波的調(diào)制研究，分析兩種調(diào)制波的非對稱性對各次諧波的幅度、相位的影響. 在此基礎(chǔ)上，通過實驗獲得一組真實調(diào)制波，分析、比較不同波調(diào)制下的各次諧波特性.

1 非對稱梯形波/升余弦波調(diào)制

圖1 為N元時間調(diào)制陣列，每個陣列單元連接一個單刀單擲的射頻開關(guān)，通過FPGA 對射頻開關(guān)進行周期性控制. 假設(shè)第n個射頻開關(guān)的調(diào)制信號為

圖1 N 元時間調(diào)制陣列Fig. 1 N-element TMA

顯然，當δ=0 時，式(4)和(5)可簡化為理想矩形波調(diào)制的傅里葉系數(shù)[3]；當δ≠0 且k=1 時，式(4)和(5)可簡化為對稱梯形波和升余弦波調(diào)制的傅里葉系數(shù)[8].值得注意是：m=0 時的傅里葉系數(shù)積分本質(zhì)上是求波形曲線與t軸圍成的面積，此時兩種波調(diào)制的傅里葉系數(shù)相同，為實數(shù)且幅度與k和δ 呈線性關(guān)系；當m≠0 時，兩種波調(diào)制的傅里葉系數(shù)不再相同，與k和δ 也不再是簡單的線性關(guān)系.

圖2 兩種非對稱調(diào)制波波形Fig. 2 Two kinds of asymmetric waveforms

單刀單擲射頻開關(guān)只有導(dǎo)通和斷開兩種狀態(tài)，其輸出信號各次諧波的頻率間隔為一個調(diào)制周期Tp.考慮基波的傅里葉系數(shù)只包含幅度分量，且與k，δ 均為線性關(guān)系，除基波以外，其他高次諧波滿足以下規(guī)律：

正高次諧波與負高次諧波保持共軛關(guān)系，即幅度相等、相位相反. 因此，分析高次諧波分量特性時僅分析其中一個(正或負高次諧波)即可. 由于非對稱波調(diào)制對應(yīng)的傅里葉系數(shù)表達式較為復(fù)雜，并且幅度/相位與變量k，δ 之間不為線性關(guān)系，需借助數(shù)值計算得到. 圖3 的等高圖比較了兩種非對稱波調(diào)制在toff,n-ton,n=Tp條件下的+1，+2，+3 次諧波對應(yīng)的傅里葉系數(shù)隨δ 和k的變化情況.

由圖3 可以看出：當δ=0 時，αn1，αn2，αn3均為0，表示諧波輻射為零，輸出信號對比輸入信號沒有變化；當k=1 時，αn1，αn2，αn3的相位始終保持不變，不隨δ 的變化而改變，表明對稱的梯形波或升余弦波調(diào)制時的傅里葉系數(shù)的相位與δ 無關(guān)，但與相同起止時刻的矩形波對應(yīng)的相位一致.

圖3 兩種非對稱調(diào)制波在toff,n-ton,n=Tp 條件下諧波對應(yīng)的傅里葉系數(shù)隨δ 和k 的變化情況Fig. 3 Changes of corresponding Fourier coefficients with δ and k under toff,n-ton,n=Tp modulated by two asymmetric waveforms

在參數(shù)相同的條件下，非對稱升余弦調(diào)制波的αn1，αn2，αn3的幅度和相位隨參數(shù)δ 和k的變化要大于對應(yīng)非對稱梯形調(diào)制波. 當k∈[1, 2]和δ∈[0, 0.3Tp]時，非對稱升余弦調(diào)制波的幅度變化分別為[0, 0.26]和[0, 0.13]，相位變化分別為[-180°, -135°]和[-208°,-148°]；非對稱梯形調(diào)制波的幅度變化分別為[0,0.23]和[0, 0.11]，相位變化分別為[-180°, -150°]和[-217°, -150°]. 與αn1相比，αn2和αn3的幅度隨δ 的增大呈現(xiàn)先增加后減少的趨勢，相位也不再是單調(diào)的遞減趨勢，表明高次諧波的幅相特性隨δ 和k的變化表現(xiàn)得更為明顯.

第m次諧波的能量占總能量的比例式為

圖4 諧波能量占比隨δ 和k 的變化情況Fig. 4 Harmonics energy proportions changes with δ and k

2 不同波形調(diào)制的誤差分析

2.1 實驗波形擬合與調(diào)制

實際調(diào)制波形往往比較復(fù)雜，采用非對稱梯形或非對稱余弦很難實現(xiàn)波形匹配. 因此可對射頻開關(guān)的上升沿和下降沿單獨進行擬合，使結(jié)果更符合實際的開關(guān)響應(yīng)特性.

根據(jù)三角函數(shù)的完備性可知，任意一段曲線都可以由三角函數(shù)線性疊加產(chǎn)生，三角函數(shù)的項數(shù)越多，擬合越準確. 假設(shè)任意調(diào)制波形f(t)用三角函數(shù)多項式擬合，其表達式為

通過L項不同幅值、頻率和相位的三角函數(shù)來擬合輸出包絡(luò)信號的上升沿和下降沿曲線，使之更符合真實的開關(guān)響應(yīng)特性.

圖5(a)為一個射頻開關(guān)的實驗測試場景圖. 實驗的調(diào)制信號頻率fp為10 MHz，載波信號頻率為500 MHz，通過FPGA 產(chǎn)生占空比為50%的開關(guān)周期調(diào)制信號，由頻譜儀和示波器分別輸出信號的功率譜和時域信號，其射頻包絡(luò)呈現(xiàn)近似非對稱梯形調(diào)制波，如圖5(b)和(c)所示，上升沿和下降沿的時長約為10 ns 和12 ns，對應(yīng)比值k約為1.2.

借助式(8)～(9)來擬合射頻包絡(luò)的上升沿和下降沿. 首先取出圖5(b)中四個完整周期信號包絡(luò)的波形數(shù)據(jù)，求出四組數(shù)據(jù)的平均值，得到加權(quán)后的包絡(luò)曲線. 然后對其上升沿和下降沿進行三角函數(shù)擬合，擬合曲線的各項參數(shù)如表1 和表2 所示. 從圖5(c)可以看出，利用三角函數(shù)擬合的上升沿、下降沿曲線平滑地連接了實際信號的各個峰值. 圖5(d) 給出了實測歸一化功率譜和基于擬合波計算的歸一化功率譜，兩者吻合較好.

表1 上升沿曲線f1(t)參數(shù)Tab. 1 Parameters of rising curve f1(t)

表2 下降沿曲線f2(t)參數(shù)Tab. 2 Parameters of falling curve f2(t)

圖5 射頻開關(guān)實驗測試Fig. 5 Experimental test of RF switch

2.2 不同波形調(diào)制的差異分析

為進一步討論各種波調(diào)制獲得的功率譜與實測功率譜之間的差異，表3 比較了兩種占空比條件(toff,n-ton,n=Tp，toff,n-ton,n=0.5Tp)下矩形波調(diào)制、對稱/非對稱梯形波調(diào)制、對稱/非對稱升余弦波調(diào)制、擬合波調(diào)制以及實測基波、諧波歸一化分量. 可以看出，當toff,n-ton,n=Tp時，對于對稱矩形波調(diào)制，開關(guān)始終處于完全導(dǎo)通的狀態(tài)，因此輸出信號只包含基波分量，其余高次諧波分量均不存在. 而對稱梯形、對稱升余弦調(diào)制的高次諧波分量均在-19 dB 以下且隨著諧波次數(shù)的升高而逐漸降低. 對于非對稱矩形波調(diào)制，情況也基本類似，相比于對稱波調(diào)制，+1～+3 次諧波分量均有約1 dB 的提升. 當toff,n-ton,n=0.5Tp時，能量主要集中在基波和+1 次諧波. 矩形波調(diào)制的偶次諧波(+2 次、+4 次)分量很小，其值均小于-50 dB，與實測偶次諧波分量差異較大，相差大約25 dB. 對稱梯形波、升余弦波調(diào)制的偶次諧波分量與實測偶次諧波分量差異改善許多，相差大約4～5 dB，但其+1 次諧波分量與實測結(jié)果分別相差0.52 dB 和0.46 dB.而非對稱梯形波、升余弦波調(diào)制的1 次諧波分量與實測結(jié)果分別相差僅為0.14 dB 和0.07 dB，但偶次諧波的差異會略有提升，大約4～8 dB. 擬合波形調(diào)制的+1，+3 和+5 次諧波與實測結(jié)果的差異分別為0.08 dB、0.14 dB 和1.25 dB，+2，+4 次諧波分量的差異分別為3.69 dB、2.47 dB. 總之，若僅僅考慮低次諧波，可選用非對稱梯形波或升余弦波調(diào)制進行分析. 此外，本實驗波的上升沿和下降沿大約只占一個調(diào)制周期的10%和12%，倘若上升沿和下降沿的占比增大時，上述偏差也會進一步擴大，此時可采用擬合波調(diào)制進行分析.

表3 不同調(diào)制波形下的歸一化諧波分量比較Tab. 3 Comparison of normalized harmonic components under different modulation waveforms

3 結(jié) 論

論文圍繞時間調(diào)制陣列中射頻開關(guān)的非理想特性，開展了多種波形調(diào)制下的諧波特性研究. 首先，分析了梯形波、升余弦波的非對稱性調(diào)制對各次諧波的幅度、相位和能量占比的影響；然后，通過實驗的方式，測得了一組射頻開關(guān)的非理想調(diào)制波形，運用三角函數(shù)多項式擬合真實調(diào)制波形的上升沿、下降沿. 最后，討論各種波調(diào)制與實測各次諧波分量的差異性. 結(jié)果表明，與已有調(diào)制波相比，本文所采用的非對稱梯形波、非對稱升余弦波和擬合波的調(diào)制更接近真實波調(diào)制，上述調(diào)制波將為時間調(diào)制陣列天線的精確仿真提供支持.