王煥菊，張 宙，張 昊

(中國電子科技集團公司 第五十四研究所，石家莊 050081)

0 引言

現(xiàn)代應(yīng)用中，電子設(shè)備數(shù)量劇增、種類多樣且體制復(fù)雜，空間信號密集，電磁環(huán)境極其復(fù)雜，因此對偵收測控系統(tǒng)帶來巨大挑戰(zhàn)。復(fù)雜電磁環(huán)境下，在同一時間內(nèi)可能會在不同空域出現(xiàn)多個信號，且頻率范圍覆蓋廣泛。若要實現(xiàn)信號的全概率接收，則接收機需具備寬輸入帶寬、大動態(tài)范圍、高靈敏度、高分辨率、實時處理多信號能力[1-4]。傳統(tǒng)的模擬系統(tǒng)結(jié)構(gòu)復(fù)雜、靈活性差，而數(shù)字波束形成[5-8](DBF，digital beam forming)是一種以數(shù)字技術(shù)來實現(xiàn)波束形成的技術(shù)，其采用數(shù)字信號處理技術(shù)對陣列單元信號進行處理，保留了陣列單元信號的全部信息，從而可以獲得比模擬陣更優(yōu)良的波束性能、更多的信號參數(shù)；此外在不損失信噪比的前提下，可形成多個獨立可控的波束，波束特性由權(quán)矢量控制、靈活可變。隨著大規(guī)模集成電路和陣列信號處理算法的飛速發(fā)展，數(shù)字波束形成技術(shù)在空間信號處理中的優(yōu)勢越來越顯著，目前國內(nèi)外已經(jīng)在相關(guān)技術(shù)上做了大量的研究，且已應(yīng)用于某些領(lǐng)域[9-14]。

寬帶數(shù)字波束形成是陣列信號處理領(lǐng)域中一個重要的研究方向，該技術(shù)在雷達(dá)、衛(wèi)星通信、電偵、通偵、射電天文領(lǐng)域有著廣泛的應(yīng)用前景；尤其對于在復(fù)雜電磁環(huán)境下，同一時間內(nèi)可能會出現(xiàn)多個未知信號的雷達(dá)領(lǐng)域、頻率范圍覆蓋廣泛的射電天文領(lǐng)域，有著明顯的優(yōu)勢。寬帶相控陣?yán)走_(dá)與窄帶相比優(yōu)勢明顯：寬帶數(shù)字波束形成技術(shù)可以實現(xiàn)很高的距離分辨率，實現(xiàn)目標(biāo)分類識別[15-17]；還可以提高目標(biāo)測量精度、降低多徑效應(yīng)、提高抗干擾能力等。相控陣天線寬帶工作模式下的數(shù)字多波束形成技術(shù)相對于窄帶工作模式的難點[18]在于：如何處理處理信號帶寬內(nèi)的頻率變化導(dǎo)致的孔徑效應(yīng)，即由于色散導(dǎo)致的波束偏離現(xiàn)象。為了避免寬帶相控陣天線的波束空間色散現(xiàn)象，典型的寬帶數(shù)字波束形成處理技術(shù)是采用頻域?qū)拵Рㄊ纬善?，其實質(zhì)是將信號離散傅里葉變換(DFT，discrete fourier transform)，經(jīng)處理后再將結(jié)果逆離散傅里葉變換(IDFT，inverse discrete fourier transform)到時域的算法實現(xiàn)過程。該過程中頻域的波束形成處理是離散的，因此IDFT后的時域輸出結(jié)果也是不連續(xù)的，本文采用時域?qū)拵Рㄊ纬杉夹g(shù)，可以避免頻域?qū)拵Рㄊ纬善鞯慕Y(jié)果不連續(xù)問題。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及原理

如圖1所示，寬帶數(shù)字多波束形成系統(tǒng)由數(shù)據(jù)采集處理單元、數(shù)字多波束合成單元、時鐘同步以及對外接口組成。其中數(shù)據(jù)采集處理單元由多顆FPGA組成，數(shù)字多波束合成單元由多級合成組成。

圖1 寬帶數(shù)字多波束形成系統(tǒng)組成框圖

數(shù)字多波束形成系統(tǒng)中，信號的幅度、相位均以數(shù)字形式表示，故每個接收通道的復(fù)信號，需要用兩個實數(shù)表示。其過程為：天線陣列的N個接收單元對空間電磁場進行濾波，得到N個復(fù)信號；射頻接收電路將信號下變頻至中頻，然后通過模數(shù)(A/D，analog to digital)變換器轉(zhuǎn)換成同相和正交的數(shù)字信號，分別代表空間采樣值的幅度和相位；接著，將數(shù)字信號進行預(yù)處理；最后，預(yù)處理之后的信號進入數(shù)字多波束合成單元進行處理，形成多個波束。如圖 2虛線框所示，寬帶DBF控制組件根據(jù)功能分為三部分：波束控制單元、校準(zhǔn)單元和波形產(chǎn)生控制單元。波束控制單元用于產(chǎn)生對應(yīng)于不同波束的加權(quán)值；校準(zhǔn)單元用于實現(xiàn)通道間的幅相均衡，以及補償通帶內(nèi)由于色散引起的孔徑渡越效應(yīng)；波形產(chǎn)生控制單元用于接收波束控制單元的加權(quán)值，對數(shù)字化單元信號進行加權(quán)，進而產(chǎn)生波束。

圖2 寬帶DBF控制流程圖

由于寬帶信號帶寬較大，一般偵收系統(tǒng)不易實現(xiàn)接收和處理，而采用數(shù)字化信道的自適應(yīng)偵收技術(shù)能夠?qū)⑵湓陬l域上劃分為多個信道再進行濾波、抽取、預(yù)處理，從而輸出多個低速基帶信號，以便后期的信號處理，即采用基于數(shù)字化信道的寬帶DBF方案。該方案可根據(jù)預(yù)先估計的信號個數(shù)及頻段信息對寬帶A/D采樣信號設(shè)計窄帶分析濾波器組分別提取各窄帶偵收信號，然后對各窄帶偵收信號進行時域降采樣從而降低數(shù)據(jù)采樣率和系統(tǒng)同步要求，最后從各個窄帶信號中獲取所需的各種信息。

圖 3給出了具體的信號處理流程圖，當(dāng)信號頻段和個數(shù)未知時，圖中虛線框為對應(yīng)的用戶個數(shù)和通信頻段自適應(yīng)檢測流程可實時動態(tài)提取當(dāng)前預(yù)估信號個數(shù)M和相應(yīng)的信號帶寬。

圖3 基于數(shù)字化信道的寬帶DBF處理流程圖

假定現(xiàn)偵測到3個信號，其時域降采樣輸出分別為y1(n)、y2(n)和y3(n)，其對應(yīng)的中心載頻分別為f1、f2和f3，圖 4給出了相應(yīng)的三個接收多波束同時形成方案，各接收波束分別針對其窄帶信號的中心載頻進行掃描相位補償。

圖4 窄帶信號提取及時域降采樣系統(tǒng)示意圖

基于上述算法，DBF處理分系統(tǒng)通過接收任務(wù)管理系統(tǒng)的指令，接收各陣元的數(shù)字正交數(shù)據(jù)，根據(jù)所需波束指向產(chǎn)生對應(yīng)的幅相加權(quán)矢量，再進行陣元幅相加權(quán)合成，得到所需的波束，通過并行處理獲得同時多波束，如圖 5所示。

圖5 窄帶并行接收多波束示意圖

A/D轉(zhuǎn)換器的多通道并行采集技術(shù)及信道化接收技術(shù)存在一些固有的問題，較難解決。典型問題如A/D轉(zhuǎn)換器并行采集時通道之間的失配誤差，較難修正；信道化接收技術(shù)需要劃分大量的子帶，若信號數(shù)量增大，則體積、重量、成本將會大量增長。此外在實際應(yīng)用中，信號的數(shù)量、位置、帶寬等都會發(fā)生變化，顯而易見，劃分子帶的信道化技術(shù)的靈活性、普適性就比較差，限制了系統(tǒng)的應(yīng)用范圍。

2 寬帶DBF技術(shù)

早期的數(shù)字多波束形成主要是對窄帶信號進行處理，該技術(shù)已相對成熟。但隨著陣列天線的應(yīng)用場景不斷擴大、陣列信號處理的信號日趨復(fù)雜，形式多樣；傳統(tǒng)的窄帶陣列信號處理的理論和技術(shù)已不能滿足寬帶工作條件下，陣列信號處理的性能要求。寬帶信號由于其頻帶范圍廣，攜帶信息量大，在目標(biāo)檢測、特征提取、參數(shù)估計等方面比窄帶信號有更大優(yōu)勢；但由于寬帶信號頻帶寬、窄帶陣列信號處理模型已不再適用，窄帶陣列信號DBF技術(shù)也無法直接應(yīng)用，否則會出現(xiàn)孔徑渡越、波束色散、方向圖畸變等問題，圖 6仿真了瞬時帶寬為1 GHz的寬帶陣列孔徑渡越現(xiàn)象所導(dǎo)致的波束指向色散。信號入射方向為-10°，分別選取了信號最高頻率、中心頻率和最低頻率進行分析。由圖可知，只有中心頻率對應(yīng)的波束指向位于目標(biāo)方位，上下邊頻波束指向相對于中心頻率相差5°，這在實際應(yīng)用中是不被允許的。

圖6 寬帶陣列波束指向色散現(xiàn)象

在寬帶數(shù)字陣中采用時間延遲結(jié)構(gòu)可以獲得更好的補償性能，目前，主要有頻率相位加權(quán)和分?jǐn)?shù)時延濾波器兩種數(shù)字結(jié)構(gòu)。頻率相位加權(quán)采用頻域的方法，首先對寬帶信號進行數(shù)字采樣、量化、濾波后，將寬帶數(shù)字信號劃分為若干個子帶，在各個子帶內(nèi)進行線性相位加權(quán)，即用多個窄帶信號組合實現(xiàn)寬帶信號。該方法根據(jù)需求，需要劃分大量的子帶，對系統(tǒng)的軟硬件資源要求較高，會使得整體成本超出應(yīng)用所能承載的能力。分?jǐn)?shù)時延濾波器采用時域的方法，對寬帶信號進行數(shù)字采樣、量化，然后采用分?jǐn)?shù)倍信號周期的時延量來設(shè)計延時濾波器，從而實現(xiàn)寬帶波束的色散補償，進而形成寬帶波束。兩者相比，采用分?jǐn)?shù)時延濾波器實現(xiàn)數(shù)字延遲所需的運算量小，且能夠達(dá)到較高的時延精度，故實際應(yīng)用中多采用分?jǐn)?shù)時延濾波器對寬帶陣列孔徑渡越進行補償，國內(nèi)外學(xué)者已經(jīng)對該技術(shù)進行了諸多研究[19-21]，本文不再贅述。

寬帶數(shù)字多波束形成相對于窄帶信號的挑戰(zhàn)在于，為完整地獲取、表示全頻段范圍內(nèi)信號的相關(guān)信息，按照Nyquist采樣定理，接收機前端的高采樣率產(chǎn)生的大量數(shù)據(jù)，對后端的傳輸、存儲、處理與分析造成了巨大的壓力。針對上述問題，常用的方法是信道化接收技術(shù)。該技術(shù)需要劃分大量的子帶，若信號數(shù)量增大，則體積、重量、成本將會大量增長。此外在實際應(yīng)用中，信號的數(shù)量、位置、帶寬等都會發(fā)生變化，顯而易見，劃分子帶的信道化技術(shù)的靈活性、普適性就比較差，限制了系統(tǒng)的應(yīng)用范圍。本文提出了一種基于交錯透傳的寬帶數(shù)字多波束合成技術(shù)，可以實現(xiàn)實時、全頻帶數(shù)字多波束形成，具有較強的通用性以及適用性。其主要技術(shù)指標(biāo)如下：

1)工作頻段：0.1～1.1 GHz；

2)瞬時帶寬：1 GHz；

3)輸入通道數(shù)量：16；

4)A/D采樣位數(shù)：14 bit；

5)形成多波束數(shù)量：8波束。

2.1 采樣頻率及A/D芯片選型

數(shù)字多波束形成的前提是首先將中頻模擬信號進行數(shù)字采樣、量化，把模擬信號轉(zhuǎn)換為適合信號處理的數(shù)據(jù)流，然后通過軟件算法完成后期的信號處理。故數(shù)字多波束形成首先考慮將頻率為0.1～1.1 GHz的中頻模擬信號數(shù)字化。根據(jù)帶通采樣定理，若要從采樣信號中準(zhǔn)確恢復(fù)出原始信號，則采樣速率須達(dá)到信號帶寬的兩倍以上。

設(shè)有頻率帶通信號x(t)，其頻率限制在(fL,fH)內(nèi)，帶寬B=fH-fL，中心頻率f0=(fH+fL)/2，若采樣頻率fs滿足：

(1)

則用等間隔采樣得到的信號采樣值能準(zhǔn)確地還原模擬信號x(t)。式中，n為滿足fs≥2B的正整數(shù)。n在滿足fs≥2B條件下，通常取最大正整數(shù)，這就可以確定所需采樣頻率的最小值。

帶通采樣后的數(shù)據(jù)為周期性重復(fù)數(shù)據(jù)，為使信號不產(chǎn)生混疊，則不允許在不同頻帶上同時存在信號，即若當(dāng)在(B，2B)頻帶上存在信號時，在其它任何頻帶上就不能同時存在信號。該問題一般通過采用抗混疊濾波器來解決。

本設(shè)計中，頻率帶寬為0.1～1.1 GHz，要求最大瞬時工作帶寬為1 000 MHz，本方案設(shè)計按照最大瞬時帶寬1 000 MHz設(shè)計，則中心頻率f0=0.6 GHz，帶寬1.0 GHz，根據(jù)帶通采樣定理fs=(4f0)/(2n-1)，取n=2，則采樣率fs=2.4 GHz。

A/D采樣率為2.4 Gbps，按照60 dB的動態(tài)范圍范圍考慮，一般要求A/D 的有效位數(shù)在10 bit以上，國產(chǎn)化芯片CX8242K-U，該芯片的采樣位數(shù)為14 bit、最高采樣率可達(dá)3 GSPS、支持高達(dá)1 200 MHz瞬時信號帶寬，可滿足設(shè)計要求。

2.2 接口速率

電子工程協(xié)會(JEDEC，joint electron device engineering council)于2011年提出了高速串行接口的B版(JESD204B，JEDEC Standard Serial Interface for Data Converters B)，其目的是采用高速串行總線，以提高A/D轉(zhuǎn)換器和FPGA等數(shù)字器件之間的數(shù)據(jù)傳輸速率。本設(shè)計中，A/D采樣率為2.4 Gbps，采樣位數(shù)為14 bit，采樣通道為單通道，因此JESD204B接口的有效數(shù)據(jù)傳輸速率為33.6 Gbps?？紤]到樣本數(shù)據(jù)填充和8 b/10 b變換對傳輸效率的影響，數(shù)據(jù)傳輸實際需要的傳輸速率為2.4 GSPS*16 bit*10/8 =48 Gbps。JESD204B協(xié)議支持的最高傳輸速率為12.5 Gbps，再考慮到工程實現(xiàn)中傳輸接口的設(shè)計，本方案中采用8條通道來完成采樣數(shù)據(jù)的傳輸。

設(shè)計中傳輸通道數(shù)L為8通道，轉(zhuǎn)換器數(shù)量M為1，每一幀數(shù)據(jù)長度F為1字節(jié)，每幀數(shù)據(jù)傳輸?shù)臉颖玖縎為1個樣本，每個樣本被拆分到兩個通道進行傳輸，即采用高密度模式—HD為1，采樣精度設(shè)置為14，每個樣本的實際傳輸比特數(shù)N′為16。CS取值為1，將數(shù)據(jù)溢出標(biāo)志填入14 bit的樣本數(shù)據(jù)之后，由此在每個樣本數(shù)據(jù)后還需要添加1個尾比特；多幀數(shù)量K取值32，由于幀長數(shù)F為1，由此可知每個多幀由32個字節(jié)構(gòu)成。則有JESD204B每個通道的線速率計算公式為：

LaneLineRate=(M×N′×(10/8)×fout)/L

(2)

其中:fout為輸出樣本速率，其定義為：

fout=fA/D轉(zhuǎn)換器_clock/DecimationRatio

(3)

在本設(shè)計中fA/D轉(zhuǎn)換器_clock=2.4 GHz，由于沒有使用A/D轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的下變頻模塊及其內(nèi)部的抽取器，因此DecimationRation=1，由此可計算得到JESD204B鏈路中每個通道的線傳輸速率為6 Gbps。每個通道的有效數(shù)據(jù)傳輸速率為4.2 Gsps，由此可知，在本設(shè)計中，JESD204B鏈路的傳輸效率為70%。

2.3 FPGA芯片選型

數(shù)據(jù)采集處理單元采用FPGA作為數(shù)據(jù)預(yù)處理芯片、數(shù)字多波束合成單元采用FPGA作為主控芯片,目前的Xilinx的FPGA使用的主要是Spartan系列、Virtex系列和Kintex系列，其中Spartan系列是低成本的低端系列，高速接口數(shù)量無法滿足設(shè)計需求；Kintex-7是Xilinx公司采用的28 nm HKMG高性能低功耗工藝制造的FPGA系列，是一款新型FPGA，性能達(dá)到了Virtex-6系列的水平，功耗卻只有Virtex-6系列的一半，遺憾的是多塊高速A/D轉(zhuǎn)換器設(shè)計在同一塊板卡上，在高速采樣率的情況下，高速接口數(shù)量仍然不夠；Virtex系列性能出色，但功耗較高，價格也較高，但其具有：優(yōu)化的內(nèi)存控制單元，優(yōu)越的高速連通性，還具有豐富的邏輯資源、數(shù)字信號處理(DSP，digital signal processor)資源、輸入/輸出(I/O，input/output)管腳數(shù)量以及較多數(shù)量的高速接口，如高速收發(fā)器(GTH，gigabit transceiver)口的最高速率為16.3 Gbps。為滿足數(shù)據(jù)采集高速接口需求，以及后期應(yīng)用擴展需求，本設(shè)計中的FPGA選用XC7VX690T，該芯片具有豐富的邏輯資源、DSP資源、I/O管腳數(shù)量可達(dá)1 000，高速接口GTH 80對，如表1所示。上海復(fù)旦微電子公司具有與其對應(yīng)的國產(chǎn)替代芯片，其型號為JFM7VX690T80-N，目前已經(jīng)成熟量產(chǎn)，可直接開發(fā)使用。

2.4 基于交錯透傳的寬帶DBF技術(shù)

寬帶采集產(chǎn)生的通道數(shù)據(jù)量大，且大帶寬的數(shù)據(jù)計算對處理芯片的要求也很高，因此在預(yù)處理實現(xiàn)過程中，16顆A/D轉(zhuǎn)換器芯片不可能掛在一片F(xiàn)PGA上進行實現(xiàn)，即使能掛，以目前國產(chǎn)主流FPGA(上海復(fù)旦微電子生產(chǎn)的JFM7VX690T80)為例，其計算資源也不夠，故需要設(shè)計相應(yīng)的算法來實現(xiàn)數(shù)字多波束合成。

16個中頻輸入，產(chǎn)生8個波束，實現(xiàn)寬帶數(shù)字多波束合成，即實現(xiàn)下列矩陣運算：

(4)

表1 FPGA 7VX690T邏輯資源

本設(shè)計中，8個波束的實現(xiàn)采用4層4級的分解方式進行數(shù)據(jù)合成處理，每層實現(xiàn)2個波束的合成運算，每一級實現(xiàn)某一項運算。

將矩陣分解成:

(5)

對于每一級來說，只需在本級完成xnm(m=1,2,3,4)式中的第一項，在下一級通過交錯透傳的方式獲得第二項，以此類推到第4級可完成全部波束的合成運算。因此:

(6)

(7)

(8)

(9)

其中:xn1代表波束1、 2合成運算，xn2代表波束3、4合成運算，xn3代表波束5、6合成運算，xn4代表波束7、8。具體數(shù)據(jù)處理實現(xiàn)流程如圖7所示。本設(shè)計中寬帶數(shù)字多波束合成的數(shù)據(jù)處理流程分為數(shù)據(jù)采集與初級合成，一級合成，二級合成和三級合成共4級處理。圖中藍(lán)虛線框代表波束1～2合成層所參與處理的FPGA處理器。下面以此為例，來說明合成流程。

圖7 基于交錯透傳的寬帶DBF數(shù)據(jù)處理流程

每個A/D轉(zhuǎn)換器的采樣率為2.4 Gbps，經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換器芯片內(nèi)部DDC下變頻至零中頻，然后再進行2倍抽取濾波后，變?yōu)閺?fù)基帶信號采樣率1.2 Gbps。八條通道并行傳輸至FPGA，在FPGA中完成4通道數(shù)據(jù)加權(quán)，采用8路IQ復(fù)基帶并行數(shù)據(jù)進行計算，形成2個波束需要2×8×4,共64次復(fù)數(shù)乘法。使用DSP48資源進行乘法計算，一個復(fù)數(shù)乘法需要消耗四個DSP48資源。故采集板FPGA1 DSP48資源共消耗64×4=256個。多相濾波器暫定10階數(shù)，4個通道，8路IQ并行乘法計算次數(shù)約10×4×8×2次，共640個乘法器。若采用DSP48進行乘法運算，則FPGA1上總消耗為896個，所選FPGA器件JFM7V690T DSP48共3 600個乘法器資源，符合處理要求。

后續(xù)三級波束合成，每級分別使用4個FPGA進行合成計算。每個FPGA上對采集數(shù)據(jù)進行加權(quán)計算，同時累加上一級計算結(jié)果。

下文以波束1～2合成進行闡述。

這樣，經(jīng)過上述多級的合成運算與濾波，最終通過光口可以輸出波束1～2的合成數(shù)據(jù)。以此類推，波束3到波束8的合成也經(jīng)過其它層類似的運算進行合成，最終通過光口輸出數(shù)據(jù)。

3 系統(tǒng)驗證

3.1 測試方法

通過測試天線方向圖，來驗證寬帶數(shù)字多波束合成技術(shù)效果。天線方向圖測試采用遠(yuǎn)場法進行測量，采用遠(yuǎn)場法測量天線方向圖時，收發(fā)天線之間的測量距離需滿足遠(yuǎn)場距離條件，即收發(fā)天線之間的距離R滿足：

(10)

式中,R為收發(fā)天線之間的距離；λ為工作波長；D為待測天線口徑(線天線為天線最大線尺寸，平面陣列天線為對角線尺寸)。

天線方向圖測試采用點頻法測試，測試頻點為天線工作頻段的高、中、低三個頻率點。

相控陣接收天線方向圖測試步驟如下。

1)按照圖8所示測試方框圖，建立相控陣天線接收方向圖測試系統(tǒng)，加熱預(yù)熱使測試系統(tǒng)儀器設(shè)備工作正常；

圖8 相控陣接收天線方向圖測試方框圖

2)信號源按照測試頻點發(fā)射單載波信號，測試計算機通過控制組件設(shè)置相控陣天線通道相位，使相控陣天線產(chǎn)生法向波束；驅(qū)動待測相控陣天線，使天線波束中心對準(zhǔn)發(fā)射喇叭天線，并調(diào)整發(fā)射天線極化與待測天線極化匹配，此時標(biāo)記為0°；

3)發(fā)射天線位置固定不動，待測相控陣天線的俯仰角不變，僅改變方位角，逆時針轉(zhuǎn)動至-39.375°，然后分別改變發(fā)射天線頻率為測試頻段的最低頻率、中心頻率、最高頻率，測試計算機通過調(diào)試信號線采集、記錄3個頻率的波形數(shù)據(jù)；

4)發(fā)射天線位置固定不動，待測相控陣僅改變方位角，依次轉(zhuǎn)動至-28.125°、-16.875°、-5.625°、+5.625°、+16.875°、+28.125°、+39.375°，分別改變發(fā)射天線頻率為測試頻段的最低頻率、中心頻率、最高頻率，測試計算機通過調(diào)試信號線采集、記錄7個角度各3個頻率的波形數(shù)據(jù)；

5)對8組測試結(jié)果進行數(shù)據(jù)處理，得出8個波束的波形圖；若8波束數(shù)據(jù)波形與預(yù)期波束指向一致，則寬帶數(shù)字多波束合成技術(shù)得以驗證。

3.2 測試結(jié)果

根據(jù)上述測試方法，測試中頻輸入頻率為0.1～1.1 GHz，瞬時帶寬為1 GHz，16通道一維線掃相控陣天線波束指向角分別為-39.375°、-28.125°、-16.875°、-5.625°、+5.625°、+16.875°、+28.125°、+39.375°的高、中、低三個頻點的方向圖，測試結(jié)果如圖9所示，由圖可見，形成的8波束數(shù)據(jù)波形與預(yù)期波束指向一致，因此驗證了基于交錯透傳的寬帶數(shù)字多波束合成技術(shù)的正確性和有效性。

圖9 8波束數(shù)據(jù)波形圖

4 結(jié)束語

寬帶DBF技術(shù)的難點在于陣列單元通道數(shù)據(jù)量大，海量數(shù)據(jù)的傳輸難度大；且大帶寬的數(shù)據(jù)計算對處理資源的要求很高。大容量的數(shù)據(jù)傳輸與數(shù)據(jù)計算的雙重壓力使寬帶DBF系統(tǒng)對FPGA的高速接口資源、計算資源要求極高；若寬帶多波束集中做加權(quán)運算，則FPGA資源嚴(yán)重不足。針對該問題，本文提出了一種基于交錯透傳的寬帶數(shù)字多波束合成技術(shù)，采用逐層逐級分解的方式進行數(shù)據(jù)合成處理，解決了寬帶多波束合成集中運算時，F(xiàn)PGA資源不夠用的難題。文中詳細(xì)描述了寬帶信號的高速數(shù)據(jù)采集、海量數(shù)據(jù)的高效傳輸以及寬帶采集產(chǎn)生的大容量數(shù)據(jù)的多波束合成算法，最后通過測試16通道、瞬時帶寬1 GHz的寬帶輸入信號，經(jīng)過數(shù)據(jù)采集、傳輸、數(shù)據(jù)加權(quán)、求和之后形成8個波束。測試數(shù)據(jù)所形成的波形圖與預(yù)期波束指向一致，驗證了該技術(shù)的正確性和有效性，具有較強的工程應(yīng)用推廣價值。