孫熙晨，林旭梅，張明鵬

（1.中共山東省委機關政務保障中心，濟南 250001；2.青島理工大學信息與控制工程學院，青島 266520）

級聯(lián)H橋逆變器具有模塊化和諧波含量低等優(yōu)點，廣泛用于中壓系統(tǒng)[1-3]。而H橋模塊故障類型主要有：直流過電壓或欠電壓故障、功率開關器件結(jié)溫過高故障和橋臂短路等故障。這些故障可以通過電壓傳感器、熱敏電阻傳感器或功率開關器件驅(qū)動進行辨識[4-5]，并封鎖控制脈沖信號，實現(xiàn)故障H橋模塊隔離。與此同時，對剩余非故障模塊可施加容錯控制算法完成降額運行，文獻[6]給出了H橋模塊故障下級聯(lián)H橋逆變器的調(diào)制策略，可保持三相平衡的輸出線電壓。

另一方面，在諸如傳送帶、軋鋼機或固態(tài)變壓器等工業(yè)應用場景，需要系統(tǒng)具備能量雙向流動的能力[7-9]。此時通常配置三相有源前端整流器和多繞組變壓器。為了進一步降低系統(tǒng)復雜度和成本，文獻[10]引入了單相有源前端，單相有源前端級聯(lián)H橋拓撲的輸出結(jié)構(gòu)與常規(guī)拓撲完全相同，故常規(guī)控制算法可直接應用。當H橋模塊故障時，旁路掉故障模塊后，逆變器輸出側(cè)仍可施加常規(guī)的容錯控制算法，但配置單相有源前端則無法施加。因此，文獻[11]設計了一種單相有源前端級聯(lián)H橋逆變器新型控制方法，該方案將系統(tǒng)分為多級，并分別在各級電路中執(zhí)行輸入功率和直流側(cè)電壓控制。但當前端H橋模塊故障且被隔離后，則可能出現(xiàn)一些非故障的模塊無法與之配對運行的情況。此時，若采用文獻[12]中單相H橋逆變器的輸入功率控制策略，則可使得系統(tǒng)中所有非故障H橋單元得以運行。但與傳統(tǒng)的三相二極管整流前端或三相有源前端級聯(lián)H橋逆變器不同，對單個H橋模塊輸入功率的獨立控制將導致并網(wǎng)電流中出現(xiàn)大量負序電流，不符合電網(wǎng)相關標準[13]。另一種思路是將故障的前端H橋模塊及其對應的后端H橋模塊一并隔離，保持每相模塊數(shù)相同，使系統(tǒng)可施加常規(guī)控制策略，并不會帶來并網(wǎng)電流諧波污染，但弊端是系統(tǒng)無法合成最大輸出電壓，同時降低了系統(tǒng)容量。

綜上，本文提出了一種新型的單相有源前端級聯(lián)H橋模塊在前端H橋模塊故障下的故障容錯控制策略。新方案可完成輸入功率和直流電壓的控制，并確保在模塊故障的情況下輸出最大電壓和功率。此外，新型容錯控制策略還可實現(xiàn)模塊故障下每個模塊的直流電壓和并網(wǎng)電流較好地調(diào)節(jié)。

1 前端模塊故障和系統(tǒng)重構(gòu)策略

圖1 （a）和圖1（b）分別為三相有源前端配置和單相有源前端的級聯(lián)H橋逆變器。其中三相有源前端整流器需要接入單獨的變壓器副邊繞組，故電網(wǎng)側(cè)變壓器需配置為多繞組變壓器，與此對應，整流器需配置為三相整流器，以輸出獨立直流電至級聯(lián)H橋逆變器，逆變器輸出帶電機或其他中壓負載。而單相有源前端則直接規(guī)避多繞組變壓器的使用，且整流器采用H橋拓撲即可，從而簡化了系統(tǒng)，降低了成本，可將輸入變壓器次級繞組數(shù)量減少為原來的1/3，同時每個單元的橋臂數(shù)量減少到4/5。

圖1 級聯(lián)H橋逆變器兩種不同有源前端配置Fig.1 Two different active front-end configurations for cascaded H-bridge inverter

為簡化分析，假設級聯(lián)H橋逆變器為單級，如圖2所示，同時變壓器為理想變壓器，無勵磁電流、漏磁和損耗，且三相繞組平衡。圖2中，變壓器初級△繞組電流iab1，ibc1和ica1分別與整流器電流ia2、ib2和ic2耦合，電網(wǎng)三相電壓為usa、usb和usc，并網(wǎng)電流為ia1、ib1和ic1。

圖2 單相有源前端拓撲Fig.2 Single-phase active front-end topology

初級繞組和次級繞組的匝數(shù)分別為N1和N2，則在理想變壓器假設下，各電流之間的關系為

變壓器△繞組的環(huán)流i circ可表示為

如果將整流器電流控制為三相平衡，則環(huán)流icirc將保持為零。另一方面，H橋模塊故障可分為單模塊故障和雙模塊故障兩類，如圖3所示。

圖3（a）為單H橋模塊故障（假設為C相），故障模塊隔離后ic2變?yōu)榱?，故式?）改寫為

圖3 單相有源前端故障類型Fig.3 Fault types of single-phase active front-end

此時，將余下非零電流ia2和ib2調(diào)節(jié)為

式中：Im為電流幅值；ω為角頻率；φ為相角。將式（4）代入式（3），可將ia1、ib1和ic1表示為

上述分析表明，按照式（4）控制余下兩個非故障H橋模塊的電流，則可將并網(wǎng)三相電流調(diào)節(jié)為平衡。

圖3（b）為2個H橋模塊故障（BC相），此時故障模塊的輸入端和電網(wǎng)脫開，ib2和ic2變?yōu)榱?，故式?）改寫為

在這種情況下，不可能僅通過余下的次級側(cè)電流ia2來使得三相并網(wǎng)電流平衡。因此，只能將非故障的A相斷開，以免在電網(wǎng)側(cè)產(chǎn)生負序電流，從而后續(xù)僅考慮圖3（a）中單模塊故障的工況，式（4）代入式（2）可得

如果單相有源前端中的故障模塊數(shù)量為N，則可使用疊加定律將環(huán)流icirc及其幅值 |icirc|表示為

考慮到雙模塊故障時，不可避免地要斷開非故障模塊，故要盡最大可能保留非故障模塊的使用，避免大量H橋模塊閑置，依照此原則，可根據(jù)分類討論的思想，設計重構(gòu)策略如下。

（1）當存在1個H橋模塊故障時，如A相存在1個前端模塊故障單元，則無閑置H橋模塊，無需重構(gòu)可直接容錯運行。

（2）當存在2個H橋模塊故障時，在同相時，也無需重構(gòu)可直接容錯運行。當不在同相時，需進行重構(gòu)，例如對于5個H橋模塊級聯(lián)拓撲，若B相存在2個前端模塊故障單元，則表示為“5-4-4”，此時需非故障模塊組合(A2,B2,C2)、(A3,B3,C3)、(A4,B4,C4)和(A5,B5,C5)，可完成輸入功率和直流電壓控制，但A1模塊需斷開。故對“5-4-4”進行重構(gòu)，即C4塊與A1模塊組合，則A1模塊無需隔離，仍可繼續(xù)使用，保留了系統(tǒng)最大功率。

（3）當存在3個H橋模塊故障時，若在同相，則無需重構(gòu)，若完全在不同相，也無需重構(gòu)，但是當2個位于同相，則需進行重構(gòu)。例如對于5個H橋模塊級聯(lián)拓撲，若B相存在1個前端模塊故障單元，C相存在2個故障單元，如圖4（a）所示，則表示為“5-4-3”，此時非故障模塊組合(A3,B3,C3)、(A4,B4,C4)和(A5,B5,C5)，以及單模塊故障容錯組合(A2,B2)可完成輸入功率和直流電壓控制，并基于式（4）實現(xiàn)并網(wǎng)電流的三相平衡，但A1模塊需斷開。但若對“5-4-3”進行重構(gòu)，即C3模塊與A1模塊組合，則可得到如圖4（b）所示拓撲，此時A1模塊無需隔離，仍可繼續(xù)使用。由于H橋模塊的輸入之間無電聯(lián)接，而只是通過變壓器實現(xiàn)磁性連接，故系統(tǒng)重構(gòu)較為方便，從而最大化可使用H橋模塊數(shù)量，進而增大系統(tǒng)容錯運行時的容量。

圖4 H橋模塊故障后系統(tǒng)重構(gòu)示例Fig.4 Example of system reconfiguration with H-bridge cells failure

（4）依次類推，當有n個H橋模塊故障時，根據(jù)不同模塊所在相，當可以進行進行兩兩組合配對時，就進行系統(tǒng)重構(gòu)，從而實現(xiàn)容錯運行，增大系統(tǒng)容錯運行時的容量，反之則無需重構(gòu)，直接可容錯運行，此時便已是系統(tǒng)最大容量。

2 容錯運行控制策略

單相有源前端級聯(lián)H橋逆變器系統(tǒng)容錯運行時，將存在功耗不均的現(xiàn)象，若沒有適當?shù)闹绷麟妷嚎刂?，諸如圖4中單模塊故障組合(A2,B2)中的直流電壓差將增大，可引起直流過電壓故障。因此，系統(tǒng)容錯運行控制策略中需增加基于輸入電流調(diào)節(jié)的直流電壓控制。

2.1 有功電流和無功電流

電網(wǎng)電壓平衡時，usa、usb和usc的相角可表示為0、-2π/3和2π/3。此外，基于式（4）進行ia2和ib2調(diào)節(jié)，可確保并網(wǎng)電流三相平衡。式（4）中ia2和ib2可描述為由2個正交分量構(gòu)成，即

式中：ia2F和ib2F為所定義的有功電流；ImP為有功電流幅值；ia2R和ib2R為所定義的無功電流，ImQ為無功電流幅值。當有功電流通過式（5）轉(zhuǎn)換到電網(wǎng)側(cè)時，將感應出與電網(wǎng)電壓同相的三相平衡電流，故有功電流可從電網(wǎng)獲取有功功率。而無功電流通過式（5）轉(zhuǎn)換到電網(wǎng)側(cè)時，感應出與電網(wǎng)電壓正交的三相平衡電流，故無功電流可從電網(wǎng)獲取無功功率。由式（10）可反推ImP和ImQ的表達式為

將上式定義為有功和無功坐標變換，即AR變換，各電流之間的變換關系如圖5所示，其中i d1e和i q1e分別為并網(wǎng)電流d、q軸分量，且和，即AR軸分量和dq軸分量是匹配的。

圖5 電流變換關系Fig.5 Relationship of current transformation

有功和無功電流與電壓的相位關系如圖6所示。電網(wǎng)線電壓usab和usbc以A相電壓ua和B相電壓ub的形式轉(zhuǎn)換到變壓器次級側(cè)，與圖3（a）對應。ua和ub的相角與usab和usbc的相角相同，為π/6和-π/2。設電網(wǎng)相電壓幅值為Usm，則usab和usbc的幅值為1.732Usm，ua和ub的幅值為1.732。由圖6可計算模塊有功和無功功率為

圖6 有功和無功電流與電壓的相位Fig.6 Phase of active and reactive currents and voltages

式中：、、和分別為AB相有功和無功電流對應的平均功率?？紤]到=，故有功電流可控制直流電壓平均值。同時和之和為零，即幅值相同且符號相反，故可將其用于控制模塊間直流電壓差異。因此，通過調(diào)節(jié)有功和無功電流，可獨立控制故障容錯運行時的H橋模塊直流電壓，同時保持并網(wǎng)電流三相平衡。

2.2 直流電壓控制

直流電壓控制的目標為：在任意負載條件下，將系統(tǒng)容錯運行時的直流電壓調(diào)節(jié)至設定值。故直流電壓控制器包含兩部分：一是平均直流電壓控制器；二是直流電壓平衡控制器。其中平均直流電壓控制器結(jié)構(gòu)如圖7所示。

圖7 平均直流電壓控制器結(jié)構(gòu)Fig.7 Average DC voltage controller

閉環(huán)控制方程為

式中：Kpv和Kiv為比例和積分增益；和為直流電壓平均值和設定值；Usm為電網(wǎng)相電壓幅值；為輸出功率計算值；為有功電流參考幅值。直流電容儲能的微分為

式中：Cdc為直流電容容值；UdcA和UdcB分別為A相和B相H橋模塊的直流電壓；Pin和Pout分別為電網(wǎng)輸入功率和負載側(cè)輸出功率，其中Pin的計算式為。若UdcA和UdcB得到較好調(diào)節(jié)，則有

然后，式（15）可重寫為

如果在穩(wěn)態(tài)值Udc0附近變化，則在小信號分析下，控制閉環(huán)方程可推導為

進一步，平均直流電壓控制器的傳遞函數(shù)可表示為二階低通濾波器的形式，即

式中，ξ1、ωn1分別為濾波器阻尼因子和固有頻率。Kpv和Kiv可由ξ1和ωn1描述為

平均直流電壓控制器的帶寬為

直流電壓平衡控制器結(jié)構(gòu)如圖8所示。

圖8 直流電壓平衡控制器結(jié)構(gòu)Fig.8 DC voltage balance controller

如前所述，配置直流電壓平衡控制器是為了抑制直流電壓差Udcdif=UdcA-UdcB，考慮到電網(wǎng)和負載2次諧波，直流電壓的波動都會均有不可控的擾動，而2次諧波擾動屬于單相H橋拓撲結(jié)構(gòu)固有的功率振蕩，分析如下，設單相整流器輸入電壓ua和輸入電流ia2分別為

式中：Us和Is分別為ua和ia2有效值；ωs為供電頻率；ξ為電壓ua超前電流ia2的相角。依據(jù)積化和差變換原理，整流器輸入功率PinF可表示為

整流器輸出功率PoutF包含直流分量及脈動分量，可表示為

式中，uh為整流器輸出電壓脈動分量，由能量守恒，聯(lián)立式（24）和式（25）可推導uh為

可見，整流器輸出電壓的脈動頻率2倍于電網(wǎng)網(wǎng)電壓頻率，例如當電網(wǎng)頻率為50 Hz，負載側(cè)頻率為45 Hz，則單相有源前端級聯(lián)H橋逆變器系統(tǒng)中所有模塊的直流電壓均存在100 Hz和90 Hz的紋波。2次諧波分量較難通過控制算法來控制的，故考慮配置2個對應頻率點的陷波濾波器在閉環(huán)控制器中，見圖8。陷波濾波器不在平均直流電壓控制器中使用，因為計算時，2次諧波紋波會被抵消。

直流電壓平衡控制器閉環(huán)控制方程為

式中，Kpb和Kib為比例和積分增益。直流電容儲能的微分為

式中，PinA、PinB分別為A、B相的輸入功率。假設UdcA和UdcB在Udc0附近變化，則由小信號分析可得

式中，Udcdif為UdcA和UdcB之差。聯(lián)立式（28）和式（29）可得：

若ImQ較好地跟蹤I*mQ，則聯(lián)立式（27）和（30）得

類似地，直流電壓平衡控制器的傳遞函數(shù)也可表示為二階低通濾波器的形式，即

式中，ξ2、ωn2分別為直流電壓平衡控制器對應濾波器阻尼因子和固有頻率。Kpb和Kib可由ξ2和ωn2描述為

2.3 基于AR坐標變換的電流控制

圖9 電流控制器結(jié)構(gòu)Fig.9 Current controller

變壓器次級電壓ua通過數(shù)字延遲采樣后才能得到前饋項uaff，兩者間存在差值uaerr，而uaerr為具有采樣頻率諧波分量的工頻正弦波形。類似的，BC相也具有誤差uberr和ucerr。uaerr、uberr和ucerr將被表示為正序電壓，這會產(chǎn)生額外的正序電流，從而閉環(huán)電流控制器可抑制這些誤差電壓。然而，故障容錯運行時，uaerr和uberr會感應出幅值相等相差為2π/3的電流ia2err和ib2err，即

式中，Imerr為ia2err和ib2err的幅值。ia2err和ib2err的表達式右側(cè)第一項均將在電網(wǎng)側(cè)轉(zhuǎn)換為正序電流，而第二項則均成為負序電流，且無法進行AR變換。將ia2和ib2表示為正負序分量組合的形式，即

式中：ia2p和ia2n分別為ia2的正序和負序分量；ib2p和ib2n分別為ib2的正序和負序分量；Imp和φp分別為電流正序分量的幅值和相角；Imn和φn分別為電流負序分量的幅值和相角。為迫使負序電流為零，增設了負序電流控制模塊在電流控制器中，如圖10所示，通過使用二階廣義積分器[14-15]，可以從ia2和ib2中提取出負序電流ia2n和ib2n，然后通過AR變換得到ImQn和ImPn，進行電流PI調(diào)節(jié)后得到負序電流控制輸出和。最后，將和與圖9中正序電流控制器的輸出和疊加得到作為電流控制器最終的控制輸出。

圖10 負序電流控制器結(jié)構(gòu)Fig.10 Negative-sequence current controller

3 負載對電網(wǎng)功率因數(shù)的影響

在常規(guī)背靠背系統(tǒng)中，盡管負載側(cè)存在負序電流、諧波電流或無功功率，但均會被直流電容濾除。因此，負載側(cè)諧波不能反饋至電網(wǎng)側(cè)。但單相有源前端級聯(lián)H橋逆變器系統(tǒng)在故障容錯運行下，負載側(cè)功率因數(shù)會影響到電網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)，下面以“2-2-1”模式故障容錯運行為例進行分析，如圖11所示。

圖11 “2-2-1”模式故障容錯運行示意Fig.11 Schematic of fault-tolerant operation in“2-2-1”mode

考慮負載功率因數(shù)角后的相位關系，當模塊故障時，三相線電壓保持平衡，如圖12所示。

圖12 “2-2-1”模式故障容錯運行相位Fig.12 Phase of fault-tolerant operation in“2-2-1”mode

點劃線對應模塊A1、B1和C1的輸出電壓ua1、ub1和uc1，幅值相同且具有120°的相移。若負載電流ia、ib和ic平衡，則不管負載功率因數(shù)如何，每個模塊始終具有相同的功率因數(shù)，并可用負載功率因數(shù)角θL表示為

式中：θua1、θub1和θuc1分別為ua1、ub1和uc1的相角；θia1、θib1和θic1分別為ia、ib和ic的相角。圖11中模塊A2和B2產(chǎn)生藍色實線矢量ua2和ub2，幅值相同，相位差為π/3。模塊A2和B2的功率因數(shù)PFA2和PFB2將隨負載變化如下：

式中，θua2和θub2分別為ua2和ub2的相角。當負載功率因數(shù)角θL為0或π時，有PFA2=PFB2，但其他情況下則彼此不匹配，例如圖12（b），θL=4π9滯后，則PFA2=0.643和PFB2=0.342，對應模塊A2為負載供電，而模塊B2則從負載處吸收能量。此時，需較大無功電流來平衡A2和B2的直流電壓。故系統(tǒng)容錯運行時，負載對電網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)有影響。但工程上，逆變器所帶負載功率因數(shù)接近1，因此可由正常運行時設計的系統(tǒng)電流裕量包容，即可通過正常運行模塊組合來補償來自容錯運行模塊引起的d軸電流，故電網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)仍可被調(diào)節(jié)為1。

4 實驗驗證

為驗證所設計的單相有源前端級聯(lián)H橋逆變器系統(tǒng)前端H橋模塊下的故障容錯控制策略，進行了實驗驗證，實驗系統(tǒng)如圖13所示，其主體為三相感應電機驅(qū)動系統(tǒng)，其通過單相有源前端供電，整個系統(tǒng)并入了電網(wǎng)。實驗系統(tǒng)可進行“2-2-1”故障模式容錯運行測試，其中故障模塊為C2，故障后即被系統(tǒng)旁路。通過將輸入H橋模塊劃分為故障容錯組合和非故障組合來實現(xiàn)系統(tǒng)輸入功率控制。負載設置為感應電機，即單相有源前端級聯(lián)H橋逆變器驅(qū)動感應電機系統(tǒng)，實驗系統(tǒng)參數(shù)如表1所示。表1中的符號基本上公式中沒有出現(xiàn)，是實驗裝置的實際參數(shù)，比如電機的參數(shù)。考慮到系統(tǒng)在“2-2-1”故障模式容錯運行下，最大線電壓為額定值的78.8%，故感應電機轉(zhuǎn)速控制在額定值的75%較為合適。由于實驗系統(tǒng)容量較小，不配置額外的輸入濾波器來降低并網(wǎng)電流諧波。

表1 實驗系統(tǒng)參數(shù)Tab.1 Parameters of experimental system

圖13 實驗系統(tǒng)Fig.13 Experimental system

系統(tǒng)檢測H橋模塊C2故障后，完成“2-2-1”故障模式重構(gòu)后的啟動運行波形如圖14所示，其中圖14（a）為故障容錯組合中H橋模塊直流電壓實驗波形，圖14（b）為故障容錯組合前端輸入電流波形。圖中所示，t＜80 s，系統(tǒng)處于故障后停機狀態(tài)，續(xù)流二極管對直流側(cè)電容充電，H橋模塊A2直流電壓UdcA2和H橋模塊B2直流電壓UdcB2初始為155 V，t=80 s，系統(tǒng)啟動，此后故障容錯控制算法與直流電壓控制配合使用，動態(tài)在80 s＜t＜200 s持續(xù)，t＞200 s后直流電壓被調(diào)節(jié)為200 V，動態(tài)時間約120 s左右，超調(diào)量小于10 V，故障容錯組合H橋模塊A2和B2對應前端輸入電流ia22和ib22均增加，動態(tài)過程中瞬態(tài)電流最大值約為15 A，ia22和ib22間的相位差很好地控制為60°。

圖14 故障容錯啟動運行實驗結(jié)果Fig.14 Experimental results of fault-tolerant startup

系統(tǒng)在“2-2-1”故障模式容錯運行下故障容錯H橋模塊組合A2和B2對應直流電壓UdcA2和UdcB2波形如圖15（a）所示，系統(tǒng)在“2-2-1”故障模式容錯運行下正常H橋模塊組合A1、B1和C1中直流電壓UdcA1、UdcB1和UdcC1波形如圖15（b）所示，圖15中所有系統(tǒng)非故障運行的H橋模塊在直流電壓穩(wěn)壓控制下，均保持在200 V附近，最大紋波小于25 V，主要紋波頻率為負載和電網(wǎng)頻率的2倍頻（100 Hz和90 Hz）。

圖15 容錯運行下H橋模塊直流電壓波形Fig.15 DC voltage waveforms of H-bridge module under fault-tolerant operation

容錯運行穩(wěn)態(tài)時，感應電機以45 Hz的頻率驅(qū)動，定子相電壓uan、ubn和ucn的波形見圖16（a），其中ucn為五電平，因為在C相中存在H模塊故障，而uan和ubn為九電平，因為余下兩相中無H模塊故障，故保持正常輸出電壓電平數(shù)。圖16（b）為定子線電壓uab、ubc和uca的波形，三相幅值相同為600 V，和預期額定值的75%接近，相差恒為2π/3。

圖16 感應電機電壓波形Fig.16 Voltage waveforms of induction motor

故障容錯組合和正常組合前端輸入電流ia22、ib22和ia21、ib21及ic21波形如圖17（a）和圖17（b）所示，前者在容錯控制下保持兩相輸入電流為等幅值，且相差為π/3，而后者則仍保持三相對稱輸入電流。

圖17 前端輸入電流波形Fig.17 Waveforms of front-end input current

變壓器初級△繞組三相電流iab1、ibc1及ica1和環(huán)流icirc實驗波形如圖18（a）和（b）所示，其中環(huán)流波形驗證了其計算式，即式（8）。并網(wǎng)電流ia1、ib1和ic1波形如圖18（c）所示，可以看出即使在前端H橋故障情況下，并網(wǎng)電流仍被調(diào)節(jié)為三相平衡，且THD小于4%。

圖18 網(wǎng)側(cè)實驗波形Fig.18 Experimental waveforms on grid-side

5 結(jié)論

本文設計了單相有源前端級聯(lián)H橋逆變器系統(tǒng)在前端H橋模塊故障時的容錯運行控制方案，總結(jié)全文可得如下結(jié)論：

（1）通過分析各電流之間的關系，得到了并網(wǎng)電流三相平衡下的變換器電流規(guī)律，并據(jù)此設計了系統(tǒng)故障重構(gòu)配置方案；

（2）重構(gòu)系統(tǒng)可最大程度地保留原系統(tǒng)容量，將最多數(shù)量的H橋模塊參與系統(tǒng)運行；

（3）提出了基于AR坐標變換的容錯運行電流控制策略，可保持并網(wǎng)電流平衡且少諧波；

（4）實驗結(jié)果表明，在前端H橋模塊故障時，所設計的容錯控制方案可較好地控制直流電壓和平衡并網(wǎng)電流，并提升系統(tǒng)容錯運行容量。