史芳靜，樊養(yǎng)余，王鑫圓，康博超，陳 博，高永勝

（西北工業(yè)大學(xué)電子信息學(xué)院，陜西西安 710072）

1 引言

微波I/Q 下變頻器是現(xiàn)代電子系統(tǒng)不可或缺的組成部分之一，它被廣泛應(yīng)用于超外差接收機［1］、零中頻接收機［2］和微波測量系統(tǒng)［3］中. 例如在基于Hartley 結(jié)構(gòu)的鏡像抑制方案中，通過構(gòu)造相互正交的微波I/Q 下變頻通道，再配合90°電耦合器即可抑制鏡像干擾，如圖1所示［4］. 然而，由于微波器件的固有電子瓶頸，傳統(tǒng)微波I/Q 混頻器的頻率依賴特性強，因此幅度和相位的頻響不平坦，寬帶工作時I/Q 幅相失衡明顯，且常存在電磁干擾和非線性失真等問題［5］.

圖1 基于Hartley結(jié)構(gòu)的鏡像抑制方案示意圖

微波光子學(xué)通過在光域產(chǎn)生、傳輸、處理微波信號，具有低頻率相關(guān)損耗、大帶寬和抗電磁干擾優(yōu)勢［6］，通過微波光子技術(shù)構(gòu)造微波I/Q 下變頻系統(tǒng)，實現(xiàn)鏡像干擾抑制，具有以下典型優(yōu)勢：

（1）頻率依賴不明顯，易在較寬的頻率范圍內(nèi)實現(xiàn)良好的I/Q幅相平衡；

（2）電磁隔離性好，可大幅度降低本振（Local Oscillator，LO）泄露.

因此，微波光子I/Q 變頻技術(shù)在近些年備受關(guān)注［7～19］. 根據(jù)正交I/Q通道構(gòu)造原理的不同，現(xiàn)有的微波光子I/Q下變頻方案可分為4種：基于電移相器、基于光耦合器、基于偏振控制和基于直流偏置. 文獻［7］構(gòu)造了上下兩條LO 支路，利用電移相器在兩路LO 信號之間引入了90°相位差，并加入可變光延遲線修正光纖路徑長度不匹配導(dǎo)致的I/Q 通道失衡. 文獻［8］利用電移相器在輸入的射頻（Radio Frequency，RF）和LO 信號之間引入了90°相位差，配合90°電耦合器實現(xiàn)了鏡像抑制. 由于電移相器的頻率依賴性，以上方法未充分利用微波光子技術(shù)的帶寬優(yōu)勢. 文獻［9～12］通過2×4 光耦合器構(gòu)造了I/Q 通道，其中文獻［9］和［12］進一步實現(xiàn)了鏡像抑制. 文獻［13～16］通過偏振控制，構(gòu)造了微波光子移相器，在光域?qū)崿F(xiàn)了90°相移. 文獻［17～19］通過調(diào)節(jié)調(diào)制器的直流偏置角引入90°相移，構(gòu)造了I/Q 通道，并通過微調(diào)直流偏置角補償I/Q通道的失衡.

由于電子瓶頸，利用電移相器實現(xiàn)微波光子I/Q 下變頻的系統(tǒng)往往存在工作頻率受限的問題. 基于光耦合器的微波光子I/Q 下變頻系統(tǒng)通常需要兩路獨立的調(diào)制光信號，因此大多數(shù)情況下該類型方案會采用并聯(lián)調(diào)制方式，如文獻［9～12］，方案結(jié)構(gòu)復(fù)雜且成本較高. 基于偏振控制的微波光子I/Q下變頻系統(tǒng)一般通過調(diào)整偏振控制角實現(xiàn)所需的90°相位差，但是，實際中光信號的偏振狀態(tài)對環(huán)境因素極度敏感，大部分使用偏振控制的微波光子系統(tǒng)都存在穩(wěn)定性欠佳的問題.雖然基于直流偏置控制的微波光子I/Q 下變頻系統(tǒng)也存在直流漂移的問題，但是目前商用自動偏壓控制器［20］的出現(xiàn)很好地解決了這一問題，相比于偏振控制，使用直流偏置控制的微波光子系統(tǒng)穩(wěn)定性更好一點，除此之外，大多數(shù)直流源可以達到0.001 V 的精度，因此，在控制精度方面，偏置控制比偏振控制更具有優(yōu)勢.

在之前的研究工作［17］基礎(chǔ)上，本文提出一種基于偏振復(fù)用雙平行馬赫增德爾調(diào)制器（Polarization Division Multiplexing Dual-Parallel Mach-Zehnder Modulator，PDM-DPMZM）的微波光子I/Q 下變頻系統(tǒng)，使用一個集成的調(diào)制器進行微波光子變頻，簡化了變頻系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，通過控制調(diào)制器的直流偏置，在RF 和LO 信號之間引入所需的90°相位差，構(gòu)造了I/Q 下變頻通道，并基于Hartley 結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)了鏡像抑制. 本方案在實現(xiàn)I/Q 變頻的同時，還改善了變頻系統(tǒng)的動態(tài)范圍，這對于微波光子接收機來說具有重要意義.

與已有的微波光子I/Q 下變頻系統(tǒng)相比，本文所提方案的優(yōu)勢在于：

（1）通過調(diào)節(jié)PDM-DPMZM 的直流偏置角并進行驅(qū)動信號功率控制，實現(xiàn)了三階交調(diào)失真（Third-Order Intermodulation Distortion，IMD3）分量的抑制，保留并最大化基頻分量功率，進而提高了系統(tǒng)的無雜散動態(tài)范圍（Spur-Free Dynamic Range，SFDR）；

（2）PDM-DPMZM 的所有子調(diào)制器均工作在最小點，實現(xiàn)了載波抑制雙邊帶調(diào)制，再配合波分復(fù)用器（Wavelength Division Multiplexer，WDM）的使用，在一定程度上還避免了本振泄露現(xiàn)象，防止信噪比惡化.

2 方案原理及理論推導(dǎo)

基于PDM-DPMZM 的大動態(tài)范圍微波光子I/Q 下變頻方案原理如圖2 所示. 該方案由1 個激光器（Laser Diode，LD）、1 個PDM-DPMZM、2 個電功分器（Electronic Power Divider，EPD）、2 個電衰減器（Electronic Attenuator，EA）、1個摻鉺光纖放大器（Erbium Doped Optical Fiber Amplifier，EDFA）、1 個WDM、2 個光電探測器（Photodetector，PD）和1 個90°電耦合器組成. 其中，90°電耦合器的作用是將得到的I/Q 下變頻信號進行正交耦合，進而抑制鏡像干擾. 需要說明的是，將得到的I/Q 下變頻信號直接模數(shù)轉(zhuǎn)換，用數(shù)字信號處理方法在數(shù)字域進行90°耦合處理其實更有優(yōu)勢. 但是，為了便于觀察現(xiàn)象，本方案使用90°模擬電耦合器直接耦合I/Q 下變頻信號.

假設(shè)激光器產(chǎn)生的光信號為Ec(t) =Ecexp(jωct).其中，Ec和ωc表示激光信號的幅度和角頻率.

VRF(t) =VRFcos(ωRFt)，VIM(t) =VIMcos(ωIMt)和VLO(t)=VLOcos(ωLOt)分 別 為RF、鏡像和LO 信號. 其中，VRF，VIM和VLO分別表示這幾個信號的幅度；ωRF，ωIM和ωLO表示信號角頻率.

根據(jù)圖2 所示，將RF 和鏡像信號耦合后由電功分器EPD1 分為2 路，其中一路直接驅(qū)動子調(diào)制器Xa，另一路經(jīng)過電衰減器EA1 后驅(qū)動子調(diào)制器Ya；LO 信號經(jīng)過電功分器EPD2 后也分為2 路，一路直接驅(qū)動子調(diào)制器Yb，另一路經(jīng)過電衰減器EA2 后驅(qū)動子調(diào)制器Xb.經(jīng)過調(diào)制以后，PDM-DPMZM的輸出信號可以表示為

圖2 基于PDM-DPMZM的微波光子I/Q下變頻原理圖

其中，μ為調(diào)制器的插入損耗；α1和α2為2 個電衰減器的 功 率 衰 減 系 數(shù) ；和mYb=分別為Xa，Xb，Ya 和Yb 這4 個子調(diào)制器的調(diào)制指數(shù)；4 個子調(diào)制器均工作在最小工作點；φXm=πVDCxVπ和φYm= πVDCyVπ分別為主調(diào)制器X-DPMZM和Y-DPMZM 的主偏置點；Jn( ·)表示第一類n階貝塞爾函數(shù)，在小信號調(diào)制的情況下，高階邊帶可以忽略；eTE和eTM分別表示光場TE模和TM模的單位向量.

使用調(diào)制器和電衰減器勢必會導(dǎo)致部分能量損失，因此在整個系統(tǒng)中必須使用EDFA 進行功率補償.EDFA工作在自動功率控制模式，輸出信號為

其中，GEDFA為EDFA的光放大增益.

利用一個雙通道WDM，分離出偏振復(fù)用信號的正負(fù)一階邊帶，分別表示為設(shè)置φXm=φYm-π，并對2 個通道的輸出信號分別進行光電檢測，可得到2路輸出光電流為

其中，η為PD的響應(yīng)度.

當(dāng)φXm=-135°，φYm=45°時，式（5）和式（6）所示輸出信號相互正交，即實現(xiàn)了I/Q下變頻. 在I路和Q路輸出端加一個90°電耦合器時，輸出信號可以簡化為

可以發(fā)現(xiàn)，鏡像信號已經(jīng)被完全消除，只剩下期望的中頻（Intermediate Frequency，IF）信號.

將式（9）代入式（8）中進行計算，可得當(dāng)α1=時，IMD3 被抑制，且輸出信號的基頻分量最大，系統(tǒng)變頻增益最優(yōu).

3 實驗與分析

根據(jù)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖（圖2），搭建實驗系統(tǒng)進行功能驗證與性能測試，實驗參數(shù)設(shè)置如表1所示.

表1 實驗參數(shù)設(shè)置

實驗中，光譜分析儀的分辨率帶寬為0.5 pm，為了清楚地觀察PDM-DPMZM 輸出的調(diào)制光譜，分別設(shè)置RF 和LO 信 號 的 頻 率 為15 GHz 和10 GHz，功 率 為10 dBm 和15 dBm.RF 信號經(jīng)過電功分器后，一路直接驅(qū)動Xa，另一路衰減5dB后驅(qū)動Ya. 類似地，LO信號經(jīng)過電功分器后，一路直接驅(qū)動Yb，另一路衰減15 dB 后驅(qū)動Xb.PDM-DPMZM 的輸出調(diào)制光譜如圖3 所示，RF和LO 信號均實現(xiàn)了雙邊帶調(diào)制. 根據(jù)式（9）的計算，2 個電衰減器的最佳取值應(yīng)該為4.77 dB 和14.31 dB，但實際中電衰減器的精度往往達不到該要求. 為了最大化系統(tǒng)變頻增益，本文使用了5 dB 和15 dB 的電衰減器，并在最小點附近對子調(diào)制器的偏置點進行微調(diào).

圖3 PDM-DPMZM輸出的調(diào)制光譜

雙通道WDM 可以視為2 個光帶通濾波器，測試得到2 個通道的波長響應(yīng)和濾波后的光譜如圖4 所示.圖4（a）和（b）中的藍色虛線表示測量得到的2個濾波器的波長響應(yīng)，紅色實線表示濾波后的光譜. 可以發(fā)現(xiàn)，經(jīng)過WDM之后，±1階邊帶實現(xiàn)了分離，且載波被抑制.例如通道1 的輸出光譜中，+1 階光邊帶被抑制，大約比-1階光邊帶低27.8 dB.

圖4 WDM波長響應(yīng)及輸出光譜

在接下來的測試中，將RF 和LO 信號頻率分別設(shè)置為10.5 GHz 和10 GHz，固定RF 信號功率為10 dBm，LO 信號功率從-10 dBm 增大到20 dBm，得到系統(tǒng)的變頻增益如圖5 所示. 當(dāng)LO 信號功率約為12 dBm 時，變頻增益最大.

圖5 系統(tǒng)變頻增益隨LO信號功率的關(guān)系

接著測試PD 輸出的單音頻譜及時域波形圖. 首先保持RF和LO信號的頻率、功率不變，頻譜儀測得的I/Q通道的單音頻譜如圖6（a）和（b）所示，其功率分別為-27.8 dBm 和-28 dBm. 然后將PD 的輸出連接至示波器（AWG7061B），可以觀察到2 個相位正交的IF 信號時域波形，如圖6（c）所示. 隨后，改變RF 信號頻率為10.2 GHz，得到0.2 GHz 的IF 信號，時域波形圖如圖6（d）所示.

圖6 I/Q下變頻后IF信號頻譜及波形

I/Q 通道的幅相平衡度對鏡像抑制至關(guān)重要. 接下來的實驗中，保持LO 信號參數(shù)設(shè)置不變，將RF 信號頻率在2～20 GHz 范圍內(nèi)以1 GHz 步長調(diào)諧，測量I/Q 下變頻通道輸出IF 信號的功率和相位差，如圖7（a）所示.可以發(fā)現(xiàn)，3 dB 功率浮動對應(yīng)的工作頻率范圍為5～20 GHz，在此范圍內(nèi)相位失衡和幅度失衡分別低于0.8°和0.6 dB. 然后改變RF信號的頻率，使得最終生成的IF信號頻率范圍為0.1～1 GHz，測量I/Q 通道IF 信號的功率和相位差，如圖7（b）所示，相位失衡和幅度失衡分別低于0.7°和0.5 dB.

圖7 I/Q通道的幅度和相位差隨

保持RF 和LO 信號以上參數(shù)設(shè)置不變，引入頻率為9.49 GHz、功率為10 dBm 的鏡像信號與RF 信號同時驅(qū)動子調(diào)制器Xa 和Ya. 測量得到通道I 的輸出頻譜如圖8（a）所示，可以看到，不進行鏡像抑制時，能夠觀察到在頻率0.51 GHz處出現(xiàn)明顯的鏡像信號. 將I/Q兩路的輸出信號通過90°電耦合器進行耦合，最終得到的信號輸出頻譜如圖8（b）所示，能夠發(fā)現(xiàn)，鏡像信號被顯著抑制了44.3 dB.

圖8 加入鏡像信號以后最終輸出的IF信號頻譜

接下來測試該系統(tǒng)的SFDR. 設(shè)置RF 信號為頻率10.5/10.51 GHz 的雙音信號，鏡像信號頻率為9.4 GHz，功率與RF 信號一致，LO 信號參數(shù)設(shè)置保持不變. 在-15～20 dBm 范圍內(nèi)改變輸入RF 信號和鏡像信號的功率時，依次測量輸出IF信號的基頻、IMD3以及鏡像干擾功率. 其中，當(dāng)輸入RF信號功率分別為0 dBm和13 dBm時的系統(tǒng)輸出頻譜圖如圖9（a）和（b）所示.0.5/0.51 GHz信號為輸出的IF基頻分量，0.49/0.52 GHz為輸出IF信號中的IMD3分量，0.6 GHz為鏡像IF信號分量.

圖9 系統(tǒng)輸出IF信號頻譜圖

系統(tǒng)的底噪通過頻譜儀測量，將頻譜儀測量頻點設(shè)置到IF 信號頻率附近. 為了便于觀察，設(shè)置RBW 和VBW 分別為300 kHz 和10 kHz，接著設(shè)置頻譜儀為噪聲測量模式，打開噪聲校準(zhǔn)選項對輸入信號進行噪聲測量，本系統(tǒng)的底噪約為-147.7 dBm/Hz. 最終測量得到系統(tǒng)的SFDR 約為110.5（dB·Hz4/5），平均鏡像抑制比（Image Rejection Ratio，IRR）約為44.6 dB，如圖10所示.

圖10 輸出IF 信號中的基頻、IMD3、底噪以及鏡像干擾功率隨輸入RF信號功率的變化曲線

與部分參考文獻中微波光子I/Q 混頻系統(tǒng)的動態(tài)范圍進行了比較，如表2所示. 能夠發(fā)現(xiàn)，所列參考文獻中微波光子I/Q 混頻系統(tǒng)的SFDR 在95～108（dB·Hz2/3）之間，相比而言，本文所提方案在動態(tài)范圍方面有所改善.

表2 幾種微波光子I/Q混頻系統(tǒng)動態(tài)范圍比較

最后測試了寬帶矢量信號的鏡像抑制下變頻及非線性抑制特性. 設(shè)置RF 信號為載頻10.5 GHz、帶寬30 MHz、功率10 dBm 的16QAM 信號，LO 信號為頻率10 GHz、功率12 dBm 的單音信號，鏡像信號為調(diào)頻信號，載頻為9.5 GHz，帶寬為10 MHz. 采用基于單個DPMZM 的微波光子下變頻系統(tǒng)作為對照組，未進行非線性抑制和鏡像抑制的輸出信號頻譜如圖11（a）所示，可以看到明顯的鏡像干擾以及IMD3. 解調(diào)得到的誤差向量幅度（Error Vector Magnitude，EVM）為29.6%. 設(shè)置對照組中DPMZM 的主偏置角為45°，并加入雙通道WDM和90°電耦合器，測得的輸出寬帶頻譜如圖11（b）所示.由于抑制了鏡像干擾，解調(diào)出來的星座圖具有明顯改善，EVM 為9.5%. 在本文方案中，單個PD 的輸出頻譜如圖11（c）所示，IMD3 得到顯著抑制，但鏡像干擾仍然顯著，接收端解調(diào)出來的符號完全錯誤，因此EVM依舊很大，約為29.1%. 最后，將2 個PD 輸出的I/Q 下變頻信號通過90°電耦合器進行耦合，頻譜如圖11（d）所示，鏡像干擾被明顯抑制，系統(tǒng)解調(diào)得到的EVM下降到6.2%.

圖11 系統(tǒng)輸出的頻譜及EVM

4 結(jié)論

本文提出并研究了一種大動態(tài)范圍的微波光子I/Q 下變頻方案，利用PDM-DPMZM 同時調(diào)制RF、LO 和鏡像信號，通過調(diào)整調(diào)制器的直流偏置并進行驅(qū)動信號功率控制，可以在實現(xiàn)下變頻的同時抑制非線性失真和鏡像干擾并借助單頻信號和寬帶矢量信號測試驗證了方案的優(yōu)化效果. 實驗結(jié)果表明，本方案工作帶寬5～20 GHz，典型鏡像干擾抑制比為44 dB，線性度優(yōu)化后SFDR 達到110.5（dB·Hz4/5）. 該微波光子I/Q 下變頻系統(tǒng)具有工作帶寬大、鏡像抑制好、動態(tài)范圍高等優(yōu)點，因此在超外差接收、零中頻接收、矢量信號分析和其他微波測量等系統(tǒng)中極具應(yīng)用潛力.