狄皓月，陳文華，呂關(guān)勝

（1.優(yōu)鎵科技（北京）有限公司，北京 100000；2.清華大學(xué)，北京 100000）

0 引言

數(shù)據(jù)速率的快速增長(zhǎng)催生對(duì)具有高頻譜效率和大峰均比的高速?gòu)?fù)雜調(diào)制方案的需求，5G 通信基站射頻通道更多、帶寬更寬、頻率更高、峰均比更大。而功率放大器及其相關(guān)的基帶電路作為通信基站的主要耗能元件，功耗占比超過(guò)50%，這對(duì)功率放大器的功率回退效率和線性度提出了更高的要求。普通的AB 類功率放大器在回退點(diǎn)效率降低嚴(yán)重，整體功耗很大，因此需要提升功率放大器的回退效率?；赝诵试鰪?qiáng)的有效解決方案包括Outphasing[1]、包絡(luò)跟蹤（ET,Envelope Tracking）[2]和Doherty 功率放大器（DPA,Doherty Power Amplifier）[3]等。其中，DPA 采用兩路放大器并聯(lián)，一個(gè)功率放大器偏置在AB 類，另一個(gè)功率放大器偏置在C類，僅在高功率區(qū)開(kāi)啟工作，這種結(jié)構(gòu)可顯著提升回退效率，同時(shí)其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、性能優(yōu)異，很受歡迎。

理想的DPA 具有線性響應(yīng)[4]，但實(shí)際的晶體管存在非線性電容和跨導(dǎo)以及米勒效應(yīng)，因此DPA 具有很強(qiáng)的非線性[5-7]。為了滿足信號(hào)質(zhì)量和帶外頻譜發(fā)射要求，采用數(shù)字預(yù)失真（DPD）提高線性度。如今DPD 已經(jīng)被廣泛應(yīng)用于大功率宏基站的DPA 中[8]，然而由于DPD 的硬件成本和功率開(kāi)銷，其在路由器、手機(jī)、調(diào)頻電臺(tái)等一些小至中功率的功率放大器單元的應(yīng)用場(chǎng)景受限。因此，如何提高DPA 的原生線性度，避開(kāi)使用DPD，進(jìn)一步擴(kuò)大DPA 的應(yīng)用領(lǐng)域成為新的研究熱點(diǎn)。

1 高線性度DPA技術(shù)

1.1 提高DPA線性度的三種方法

提高DPA 的線性度主要方法有三種：三階交調(diào)失真的消除[9-12]、幅度-幅度（AM-AM）預(yù)失真[13-15]、幅度-相位（AM-PM）矯正[16-22]等。通過(guò)對(duì)主、輔兩路晶體管偏置電壓[9]和輸入端功分比[10]的優(yōu)化，主路和輔路兩個(gè)分支的三階交調(diào)可以在合路點(diǎn)實(shí)現(xiàn)對(duì)消。由于三階交調(diào)主要是由晶體管的三階跨導(dǎo)（gm3）引起的，有學(xué)者[11]在DPA 的主路中采用了多門控晶體管（MGTRs），以此來(lái)最小化在大功率范圍內(nèi)的等效三階跨導(dǎo)。此外，一部分三階交調(diào)信號(hào)來(lái)源于基頻信號(hào)與二次諧波信號(hào)的混合，因此將二次諧波阻抗設(shè)為短路可以進(jìn)一步降低三階交調(diào)信號(hào)的強(qiáng)度[11-12]。由于負(fù)載調(diào)制機(jī)制和輔功率放大器的C 類偏置狀態(tài)，DPA 的AM-AM 特性非常不平坦。自適應(yīng)偏置架構(gòu)是常用的提升大信號(hào)區(qū)增益的方式[13]，其常用于毫米波DPA 設(shè)計(jì)中，也有學(xué)者提出模擬的線性化器來(lái)改善DPA 的AM-AM 響應(yīng)[14]。有學(xué)者[17-18]在主路和輔路分支前各插入了一個(gè)非線性的驅(qū)動(dòng)級(jí)來(lái)抵消末級(jí)的AM-PM 失真，也有學(xué)者提出了一種具有復(fù)雜漏極阻抗的電流縮放DPA，并利用其固有的非線性相位響應(yīng)來(lái)抵消由主晶體管和輔晶體管引入的AM-PM[19]。在其影響之下，F(xiàn)ang 等人提出來(lái)一個(gè)具有預(yù)定義AM-PM 特性的輸出合成網(wǎng)絡(luò)[20]。然而，該輸出合成網(wǎng)絡(luò)在大信號(hào)區(qū)展現(xiàn)出了明顯的增益壓縮特性，進(jìn)而需要特別注意輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)。Lyu 等人提出在DPA 的輸出插入電橋，通過(guò)調(diào)整電橋隔離端的電抗值調(diào)整輸出網(wǎng)絡(luò)的AM-PM 特性，抵消DPA 的AM-PM 失真[21]，該方法引起的增益壓縮要小很多。但鑒于輸出正交耦合器的尺寸相對(duì)較大，這種方法不便于集成。以上是幾種提高DPA線性度的方法，由于負(fù)載調(diào)制機(jī)制和密勒效應(yīng)的影響[6-7]，DPA 的AM-PM 比單端的PA 要嚴(yán)重很多。AM-AM 可以用簡(jiǎn)單的無(wú)記憶的DPD 來(lái)高效補(bǔ)償，相比之下AM-PM 要難處理很多，往往需要更復(fù)雜、更強(qiáng)大的DPD 來(lái)補(bǔ)償[16]。因此，設(shè)計(jì)過(guò)程中的AM-PM 減少可以帶來(lái)更高的收益。

基于這樣的應(yīng)用需求，本項(xiàng)目提出了一種基于相位失配的AM-PM 補(bǔ)償方案，并取得了不錯(cuò)的效果。以下對(duì)本方案做一些簡(jiǎn)單的詮釋：輸出相位失配指的是輸出阻抗變壓器的相移偏離，輸入相位失配則指的是主輔分支相位不對(duì)齊。當(dāng)引入輸出相位失配時(shí)，功率合成網(wǎng)絡(luò)將會(huì)展現(xiàn)特定的AM-PM 特性，其代價(jià)為回退性能的小幅降低；當(dāng)引入輸入相位失配的時(shí)候，功率合成網(wǎng)絡(luò)的AM-PM 特性可以得到進(jìn)一步的調(diào)整，其代價(jià)為飽和性能的小幅降低。通過(guò)選擇合適的輸出相位失配和輸入相位失配，DPA 固有的AM-PM 失真得以抵消，因此DPA 的整體AM-PM 可以被最小化。此外，相位失配的功率合成網(wǎng)絡(luò)表現(xiàn)出了增益拓展的特性，因此DPA 的AM-AM 特性也可以得到一定程度的改善。

1.2 基于相位失配的AM-PM補(bǔ)償理論

圖1（a）展示了傳統(tǒng)的對(duì)稱DPA 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其中Ropt表示主路功放的最優(yōu)負(fù)載阻抗。由于晶體管的非線性和寄生效應(yīng)，實(shí)際的DPA 會(huì)出現(xiàn)AM-AM 失真和AM-PM 失真。與AM-AM 失真相比，AM-PM 失真更難處理。在低功率區(qū)，由于只有主功放工作，DPA 的AM-PM 特性與單端的DPA保持一致。然而，一旦進(jìn)入高功率區(qū)，DPA 的AM-PM 失真特性就會(huì)變得非常嚴(yán)重，這是由于負(fù)載調(diào)制效應(yīng)通過(guò)米勒效應(yīng)使得輸入端電容發(fā)生巨大變化[6-7]。

為了增強(qiáng)DPA 的線性，本文提出了基于相位失配的AM-PM 補(bǔ)償方法。圖1（b）展示了本項(xiàng)目提出的對(duì)稱DPA 架構(gòu)，其中θ是輸出阻抗變換器的相移，φ是主路和輔路之間的相位差。相位失配意味著θ偏離90°，φ不是零而是偏離90°則為輸出相位失配，φ不為零則是輸入相位失配。后續(xù)幾個(gè)小結(jié)的討論將會(huì)指出這兩者都可以用于使功率合成網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生特定的AM-PM 特性，而且代價(jià)僅僅是飽和表現(xiàn)和回退表現(xiàn)很小程度上的惡化。而實(shí)際DPA 固有的AM-PM 失真則可以用這樣的功率合成網(wǎng)絡(luò)來(lái)補(bǔ)償，進(jìn)而讓整體的DPA 實(shí)現(xiàn)很好的AM-PM 特性。

圖1 傳統(tǒng)DPA架構(gòu)與本文提出的DPA架構(gòu)

與在引言中提及的幾種減弱AM-PM 失真的方法對(duì)比[17,19,21]，本項(xiàng)目中采用的方法有幾個(gè)明顯的優(yōu)點(diǎn)。首先，提出的DPA 架構(gòu)簡(jiǎn)單與傳統(tǒng)的DPA 可以兼容，因此本方案在集成設(shè)計(jì)中有其便利性，一些針對(duì)傳統(tǒng)DPA 的設(shè)計(jì)方法可以直接用在這里。其次，帶相位失配的功率合成網(wǎng)絡(luò)展現(xiàn)出了增益擴(kuò)張的特性，DPA 的AM-AM 特性也可以得到改善。再次，在本架構(gòu)中，輸入相位失配可以通過(guò)在輸入相位補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中引入開(kāi)關(guān)來(lái)調(diào)節(jié)，因此由工藝容差帶來(lái)的AM-PM 變化可以在一定程度上得到補(bǔ)償。

1.3 方法分析

將圖1（b）簡(jiǎn)化為圖2，其中主路和輔路的晶體管用兩個(gè)電流源代替，以方便分析。

圖2 用于理論分析的簡(jiǎn)化結(jié)構(gòu)

本文的分析基于以下三個(gè)假設(shè)：

（1）主路和輔路晶體管都是偏置在B 類狀態(tài)的具有零膝電壓、?？鐚?dǎo)、無(wú)寄生參數(shù)的理想晶體管；

（2）所有的諧波都短路處理，在晶體管的漏極只有基波和直流分量；

（3）晶體管是線性的壓控流源，飽和電流是Imax，漏壓是Vdc，因此最優(yōu)負(fù)載阻抗為：

盡管這里假設(shè)兩個(gè)功放都偏置在B 類會(huì)導(dǎo)致理論分析和實(shí)際情況并不完全相符，但是AB-C 的Doherty 需要額外引入很多變量，不容易直觀看出本架構(gòu)的優(yōu)勢(shì)。況且，使用B 類偏置狀態(tài)進(jìn)行分析在一些已發(fā)表文章中已經(jīng)是很常用的手段了，其有效性已經(jīng)得到證實(shí)，因此這里還是采用B 類偏置狀態(tài)進(jìn)行分析。

圖2 中，Im/Ia、Vm/Va、Zm/Za分別是主輔路的基頻漏極電流、漏極電壓、負(fù)載阻抗。

輸入電壓記為Vin，能使晶體管飽和的輸入電壓為Vin_max，歸一化輸入電壓為：

由于飽和基頻電流的幅度為Imax/2，當(dāng)輸入電壓為Vin時(shí)主路和輔路功放的電流可以表示為：

其中，e-j(θ+φ)即為輔功放比起主功放的相位滯后。

基于上述公式，可以計(jì)算得到在輸出相位失配和輸入相位失配條件下的DPA性能。將功率合成網(wǎng)絡(luò)的傳輸系數(shù)TC定義為：

那么，功率合成網(wǎng)絡(luò)從回退區(qū)到飽和區(qū)的AM-AM和AM-PM為：

以上兩個(gè)式子表明功率合成網(wǎng)絡(luò)對(duì)DPA 的整體的AM-PM 和AM-AM 特性起到了非常重要的作用。當(dāng)θ=90°時(shí)，功率合成網(wǎng)絡(luò)并無(wú)AM-AM 與AM-PM 變化。然而，當(dāng)θ偏離90°時(shí)，功率合成網(wǎng)絡(luò)就會(huì)展現(xiàn)出由θ和φ決定的相當(dāng)客觀的AM-AM 與AM-PM 特性，對(duì)其進(jìn)行合理的利用可以有效增強(qiáng)DPA 的線性度。

1.4 基于相位失配下的DPA性能

設(shè)定φ=0，首先分析輸出相位失配下的性能。圖3 顯示了計(jì)算得到的DPA 的歸一化AM-AM 和AM-PM 特性。根據(jù)圖3，即θ＜90°時(shí)，AM-PM 滯后；θ＞90°時(shí)，AM-PM超前。由于米勒效應(yīng)和負(fù)載調(diào)制機(jī)制的影響，實(shí)際的DPA通常展現(xiàn)出超前的AM-PM 特性。因此，選擇AM-PM 滯后的功率合成網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行補(bǔ)償，即θ＜90°。從圖3（b）可以看出，當(dāng)引入輸出相位失配時(shí)，功率合成網(wǎng)絡(luò)展現(xiàn)出了擴(kuò)張的AM-AM 特性，在θ=70°/110°時(shí)高達(dá)1.3 dB。這是本方法的另一優(yōu)點(diǎn)，可以補(bǔ)償DPA 的AM-AM 壓縮。

圖3 本文DPA在不同θ下的歸一化

在輸出相位失配存在的前提下，輸入相位失配同樣可以修改DPA 的AM-PM 和AM-AM 特性。圖4 為在不同φ取值下提出的DPA 的歸一化AM-PM 和AM-AM 特性，可以看出，與輸出相位失配相比，AM-PM 對(duì)輸入相位失配不太敏感。在實(shí)際實(shí)現(xiàn)中，初始設(shè)計(jì)可以采用輸出相位失配來(lái)補(bǔ)償大部分相位失真，然后可以利用輸入相位失真對(duì)AM-PM 進(jìn)行進(jìn)一步的微調(diào)。

圖4 本文DPA在不同φ下的歸一化AM-PM

2 基于相位失配網(wǎng)絡(luò)的Doherty功率放大器設(shè)計(jì)

為了驗(yàn)證上述方法的正確性，基于0.25 μm GaNHEMT 工藝設(shè)計(jì)一款DPA，整體方案如圖5。

圖5 整體方案

2.1 輸出電路設(shè)計(jì)

圖6 中的示意圖用于仿真不同θ值下的相位失真。圖7 顯示了6.4 GHz 下仿真得到的AM-PM 特性。可以看出，在加入輸出相位失配網(wǎng)絡(luò)（OPM）后，相位失真從10°減低到4°。進(jìn)一步加入輸入相位失配網(wǎng)絡(luò)（IPM）相位失真降低至1 相。

圖6 仿真相位失真和回退漏極效率的原理圖

圖7 仿真得到傳統(tǒng)DPA與本文提出的DPA的AM-PM

如圖8 所示，輸出阻抗變換器是通過(guò)吸收Cout的T 型傳輸線（TL）網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)的。T 型網(wǎng)絡(luò)中的分支TL 可用于給主功放和輔功放的漏極提供偏置。TL 的寬度選擇為50 μm，以確保足夠的直流電流容量。

圖8 輸出阻抗變換器的原理圖

2.2 輸入網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

主輔PA 的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)如圖5 所示，兩者結(jié)構(gòu)相同，分別調(diào)整它們的元件值以獲得良好的AM-AM。在回退區(qū)域，DPA 的增益完全由主功放的增益決定。對(duì)于大功率區(qū)域，輔功放在整體增益中也起著重要作用。在設(shè)計(jì)中，主功放的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)在回退區(qū)域進(jìn)行了優(yōu)化，而輔功放的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)在高功率區(qū)域進(jìn)行了優(yōu)化。由于輸入相位補(bǔ)償理論與仿真有差異，因此這里增加相位補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。一個(gè)+25°的相移網(wǎng)絡(luò)和一個(gè)-25°的相移網(wǎng)絡(luò)分別插入在主、輔PA 的前面。為了方便測(cè)試過(guò)程中的相位調(diào)整，采用開(kāi)關(guān)SW1 和SW2。此外，還可以通過(guò)引入開(kāi)關(guān)SW3和SW4 來(lái)調(diào)節(jié)主輔功分比以優(yōu)化AM-AM。開(kāi)關(guān)的開(kāi)啟、關(guān)閉電壓分別為0 V 和-20 V，并在每個(gè)開(kāi)關(guān)的柵極插入一個(gè)5 kΩ 電阻以減少損耗。

3 測(cè)試結(jié)果

3.1 小信號(hào)測(cè)試結(jié)果

實(shí)物DPA 如圖9，芯片尺寸僅有2.8×1.5 mm2。

圖9 DPA實(shí)物圖

主功放和輔功放的漏極偏置均為28 V。主功放漏極靜態(tài)電流為32 mA，輔功放偏置為C 類，使用-4.6 V 柵壓。DPA 的小信號(hào)性能由網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量。圖10 展示了從4—8.5 GHz 測(cè)得的S 參數(shù)，其中還畫(huà)出了仿真S 參數(shù)來(lái)進(jìn)行比較，開(kāi)關(guān)狀態(tài)的選擇基于下一小節(jié)中的大信號(hào)測(cè)量。實(shí)測(cè)結(jié)果和仿真結(jié)果一致性良好，但測(cè)得的小信號(hào)增益比仿真增益低約2 dB，并且實(shí)際工作頻段向低頻段偏移大約200 MHz。測(cè)量和仿真S 參數(shù)之間的差異很可能是由于有源區(qū)模型不準(zhǔn)。盡管芯片布局的EM 仿真非常準(zhǔn)確，但工藝設(shè)計(jì)套件（PDK）中提供的有源器件模型通常并不那么精確，這是由建模的復(fù)雜性引起的，在GaN-HEMT 器件中這個(gè)問(wèn)題尤為突出。

圖10 實(shí)測(cè)和仿真的S參數(shù)對(duì)比

3.2 大信號(hào)測(cè)試結(jié)果

大信號(hào)性能測(cè)試時(shí)，使用了矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀在脈沖連續(xù)波（CW）信號(hào)下進(jìn)行測(cè)試。脈沖寬度和占空比分別為10 μs 和10%，采用Mini-Circuits ZVE-3W-83+驅(qū)動(dòng)放大器來(lái)提供足夠的輸入功率。初始測(cè)試表明AM-AM 特性具有較大的擴(kuò)張?zhí)匦裕虼斯β史峙淦髦械腟W3 打開(kāi)以向主功放提供更多功率，而其他開(kāi)關(guān)仍處于關(guān)閉狀態(tài)。在每個(gè)頻率下，進(jìn)行多次測(cè)量，并將結(jié)果取平均值以減少噪聲的影響。圖11 顯示了6.1—6.6 GHz 下測(cè)量的DE、AM-AM 和AM-PM 與輸出功率的關(guān)系?？梢钥闯?，在AM-AM 變化低于0.6 dB 的情況下，可實(shí)現(xiàn)40.8～41.4 dBm 的飽和功率、60%～62%的飽和DE 和45.5%～47%的6 dB 回退DE。此外，在6.3 GHz 處AM-AM 最小為0.3 dB。在33～41 dBm的輸出功率下，AM-PM 的變化在6.3 GHz 為2°，在6.1—6.4 GHz 保持在3 以下，在6.1—6.5 GHz 保持在4°以下。

圖11 6.1—6.6 GHz的大信號(hào)測(cè)量結(jié)果

與圖7 相比，測(cè)量和仿真的AM-PM 響應(yīng)不一致，但最大相位變化相似，這證明了所提出方法的魯棒性。測(cè)量和仿真的大信號(hào)性能之間的差異主要?dú)w因于GaN-HEMT 器件的大信號(hào)模型不準(zhǔn)確，這在一些已經(jīng)發(fā)表的文章中是很常見(jiàn)的。

3.3 調(diào)制信號(hào)測(cè)試結(jié)果

為了驗(yàn)證調(diào)制信號(hào)激勵(lì)下的線性度和效率，使用具有7.8 dB 峰均比（PAPR）的100 MHz LTE 64 QAM 信號(hào)來(lái)測(cè)試。測(cè)試頻率范圍為6.1—6.8 GHz，步長(zhǎng)為0.1 GHz。輸入調(diào)制信號(hào)由R&S SMW 200A 信號(hào)發(fā)生器生成，輸出信號(hào)由R&S FSW43 頻譜分析儀捕獲。基于廣義記憶多項(xiàng)式（GMP）模型的DPD 用于線性化。GMP 的記憶深度、交叉項(xiàng)記憶深度和非線性階數(shù)分別表示為M、L和K。表1 總結(jié)了100 MHz 調(diào)制信號(hào)下的測(cè)量結(jié)果?？梢钥闯?，DPA 在6.1—6.5 GHz，平均功率約為33 dBm 時(shí)實(shí)現(xiàn)了優(yōu)于-42 dBc 的原始ACPR 和36.7%～37.7%的平均DE。運(yùn)行K=8 的MLDPD 后，ACPR在6.1—6.6 GHz 下提高到優(yōu)于-48.5 dBc。此外，還應(yīng)用了M=8、L=2 和K=8 的DPD，進(jìn)一步降低了ACPR。圖12 描繪了在6.2 GHz 載波和33.3 dBm 平均功率下的輸出功率譜密度（PSD）。觀察到輸出頻譜有良好的ACPR，無(wú)DPD 時(shí)為-44.1/-44.3 dBc，使用無(wú)記憶DPD 時(shí)為-49.8/-51.8 dBc，使用有記憶項(xiàng)DPD 時(shí)為-54.0/-55.0 dBc。

表1 100 MHz調(diào)制信號(hào)測(cè)試結(jié)果

圖12 33.3 dBm平均功率下測(cè)得的功率譜密度@6.2 GHz

表2 為本文提出的DPA 與其他DPA 性能的比較。雖然輸入和輸出的相位失配會(huì)在一定程度上減小平均效率，但是與其他傳統(tǒng)的DPA 相比，該DPA 線性度較高，具有競(jìng)爭(zhēng)力。

表2 其他線性DPA對(duì)比

4 結(jié)束語(yǔ)

本文通過(guò)將主功放的輸出網(wǎng)絡(luò)相位偏離，輔功放的輸入相位偏離，即主、輔支路相位不對(duì)齊，設(shè)計(jì)了一高線性DPA。分析得出，輸入和輸出網(wǎng)絡(luò)相位失配會(huì)表現(xiàn)出特定的AM-PM特性，通過(guò)適當(dāng)調(diào)節(jié)輸出相位失配和輸入相位失配，可以顯著改善AM-PM 失真。同時(shí)相位失配表現(xiàn)出增益擴(kuò)張?zhí)匦?，可以改善DPA 的AM-AM 失真。本文基于0.25 μm GaN HEMT 工藝，設(shè)計(jì)了一款全集成DPA 來(lái)驗(yàn)證上述方法。實(shí)測(cè)結(jié)果顯示，6.1—6.4 GHz 中，AM-PM 優(yōu)于3°，AM-AM 優(yōu)于0.5 dB，100 MHz 調(diào)制信號(hào)下，鄰信道功率泄漏比ACPR 優(yōu)于-42 dBc。