張麗娟，石軍亮，胡香玲，羅丹羽

（1.鄭州電力高等?？茖W校，河南 鄭州 450000；2.河南理工大學，河南 焦作 454003）

0 引言

太陽能、風能、地熱能等可再生能源替代傳統(tǒng)化石能源有助于降低污染水平，加速實現(xiàn)碳達峰、碳中和。光伏并網(wǎng)發(fā)電技術能夠將太陽輻射直接轉化為電能，成為可再生能源發(fā)電的一大選擇[1]，[2]。

逆變器在光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中起著至關重要的作用，它是將太陽能轉換成電能的關鍵接口設備。目前，市面上主流光伏并網(wǎng)逆變器主要有3類，分別為集中式、串式和微型逆變器。其中，微型逆變器以其最大限度地利用太陽能、高效率、模塊化等特點而備受關注[3]。

目前，功率解耦技術因僅需要小型無源元件（小型薄膜電容）處理脈動功率，而無需電解電容或其他功率電路而受到了廣泛關注[4]?，F(xiàn)有6種基本DC-DC變換器直接作為解耦單元使用[5]～[10]，均有很大的局限性。鑒于此，本文在反激式微型逆變器的基礎上，提出了一種新型串聯(lián)功率解耦的光伏逆變器。通過使用功率解耦端口處理脈動功率，無需電解電容。所提拓撲具有結構簡單、額外元件少、開關管電流應力小等優(yōu)點。本文詳細分析了其工作原理和各模態(tài)波形。最后，搭建了一個100 W樣機，對所提拓撲結構的可行性和理論分析的準確性進行了實驗驗證。

1 傳統(tǒng)反激式微型逆變器

圖1為傳統(tǒng)反激式逆變器的拓撲結構。主電路包括原邊主開關管S1和儲能電容C1，副邊開關管S4，S5，二極管D4，D5以及變壓器。這種單級反激式結構的逆變器通過兩個二次繞組將電能從光伏模塊傳輸至電網(wǎng)。由于微型逆變器中的低通濾波器（Lf，Cf）功率小，其壓降可以忽略不計，因此可將微型逆變器的開關動作等效成一個DC-DC反激變換器，其輸出電壓可控[11]。

圖1 傳統(tǒng)反激式微型逆變器Fig.1 Traditional flyback micro inverter

反激式微型并網(wǎng)逆變器的工作原理是在每個開關周期的峰值電流跟隨正弦電網(wǎng)電壓。為實現(xiàn)該控制策略，S1必須使用正弦脈沖寬度調(diào)制（Sinusoidal Pulse Width Modulation，SPWM）。

式中：dp為S1的占空比；ωg為電網(wǎng)電壓角頻率。

隨著dp的增加，從光伏模塊吸收的功率以及峰值電流增加。文獻[12]中具體討論了微型逆變器在DCM（斷續(xù)模式）、BCM（臨界導通模式）和CCM（連續(xù)模式）下的工作模態(tài)。該逆變器的缺點是開關電流應力大導致傳輸效率降低，以及需要較大的C1來消除功率脈動引起的輸入端電壓紋波。

2 所提拓撲結構的電路結構和工作模態(tài)

所提逆變器在傳統(tǒng)反激電路的基礎上整合了脈動功率處理端口來實現(xiàn)功率解耦，如圖2所示。其主電路只有兩個電容，并聯(lián)在光伏模塊上的C1只需提供每個開關周期Ts內(nèi)的能量，其值由式（2）確定，但此時需將ωg替換為2π/Ts。由于采樣角頻率ωs遠高于ωg，因此對電容值的依賴大大降低。另外，C2用于功率解耦，該電容上的電壓呈現(xiàn)出二倍工頻脈動，根據(jù)式（2），C2兩端電壓可表現(xiàn)出較大紋波，以此減小電容值。

圖2 所提拓撲Fig.2 Proposed topology

式中：Ppv為光伏功率；Vpv為光伏輸出電壓；δVpv為光伏模塊上允許的電壓紋波。

每個工頻半周內(nèi)，解耦電容中的能量流具有兩種狀態(tài)。在[0，π/4]和[3π/4，π]內(nèi)，逆變器輸出功率低于輸入功率，耦合電感只傳輸所需輸出功率，多余能量存儲在解耦電容中。在[π/4，3π/4]內(nèi)，逆變器輸出功率大于輸入功率，耦合電感將會傳輸全部輸入功率，并由解耦電容供給功率赤字。

在所提拓撲結構中，逆變器在每個Ts內(nèi)從光伏模塊吸收的功率恒定，因此輸入電流始終保持恒定。每個Ts內(nèi)的輸出平均電流必須等于與電網(wǎng)同相的正弦電流。在[π/4，3π/4]內(nèi)，輸出電流包含兩部分，即光伏模塊的電流和解耦電容的電流，兩個電流的平均值必須等于正弦電流，因此這部分的電流包絡是恒定的，這一特征使得開關管的電流應力降低。

所提逆變器工作在DCM，并在一個Ts下分為5種工作模態(tài)。當輸入功率小于輸出功率時，僅存在模態(tài)1，2，3；當輸入功率大于輸出功率時，僅存在模態(tài)1，3，4，5。圖3和圖4分別給出了正半周內(nèi)逆變器的5種工作模態(tài)和每個模態(tài)中的關鍵波形。負半周的工作模態(tài)和關鍵波形與正半周相似，僅在控制副邊開關管（S5和S4）時不同，在正半周期中控制S5，負半周期中控制S4，在模態(tài)分析中不再贅述。同時，本文在模態(tài)分析之前假設開關頻率遠大于電網(wǎng)頻率，因此在每一個Ts內(nèi)，輸出功率、輸出電壓和解耦電容兩端電壓恒定。

圖3 所提拓撲工作模態(tài)Fig.3 Proposed topology operating states

圖4 關鍵波形Fig.4 Key waveforms

模態(tài)1：在每個Ts初始時刻，S1導通，持續(xù)時間dTs（d為模態(tài)1占空比），逆變器從光伏模塊吸收恒定功率，并將該能量存儲在電感Lm1中。此階段結束，可得輸入峰值電流iin-p。

將式（16）和式（17）代入式（18），可得d′c：

模態(tài)5：此模態(tài)下S2關斷，S4和D4導通，存儲在Lm2中的能量通過變壓器傳輸?shù)捷敵龆?。饋入到電網(wǎng)的能量等于模態(tài)1吸收的光伏功率加上解耦電容提供的功率。由于這兩部分電流斷續(xù)導致電流峰值減小，開關管的電流應力得以減小。

3 控制策略

圖5給出了所提微型逆變器的控制策略框圖。包括PV的Vpv，PV的iin，vc2和vg的采樣，以及鎖相環(huán)模塊、MPPT控制器、過零檢測和運行狀態(tài)檢測。該控制策略的主要目標是從光伏模塊提取最大功率，并以單位功率因數(shù)饋電至電網(wǎng)側。

圖5 所提拓撲控制框圖Fig.5 The proposed topology control block diagram

4 比較分析

本文與文獻進行了比較分析，結果如表1所示。相較于文獻[10]，本文通過多單元整合的方式大大降低了器件冗余度，有效減少了開關管和二極管使用數(shù)量。因此，所提逆換器結構簡單，額外器件少。相較于文獻[6]和[7]，本文無需處理母線電壓（緩沖電容兩端電壓），減少了傳感器數(shù)量以及邏輯門數(shù)量，降低控制復雜度，電路穩(wěn)定性高。

表1 比較分析Table 1 Comparative analysis

5 實驗驗證

基于上述分析，本文搭建了一臺功率為100 W的單相光伏并網(wǎng)微型逆變器實驗樣機。具體實驗參數(shù)如表2所示。

表2 實驗電路參數(shù)Table 2 Experimental circuit parameters

圖6給出了所提逆變器輸入電壓Vpv、電流iin的測試波形。由圖6可知，Vpv是一個恒定直流，幅值為30 V，最大峰值電流同樣為一個恒定值，幅值約為18 A。說明其輸出功率在穩(wěn)態(tài)時基本不變，驗證了理論分析的正確性。

圖6 逆變器輸入電壓電流波形Fig.6 Inverter input voltage and current waveform

圖7給出了電網(wǎng)電壓vg、并網(wǎng)電流ig和解耦電容電壓vc2的測試波形。由圖7可知，并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同相，電壓有效值為220 V，電流有效值為0.45 A，電流總諧波失真（THD）小于5%，滿足并網(wǎng)要求。解耦電容上的電壓在130 V附近呈現(xiàn)兩倍工頻脈動，脈動峰峰值約為90 V，隨著解耦電容不斷地放電和充電，功率解耦得以實現(xiàn)，有利于提高MPPT的追蹤性能。

圖7 電網(wǎng)電壓、并網(wǎng)電流、解耦電容電壓波形Fig.7 Waveforms of grid voltage,grid current and decoupling capacitor voltage

圖8給出了注入LC濾波器的電流ifilter和解耦電容電流ic2的測試波形。注入LC濾波器的電流在[0，π/4]和[3π/4，π]內(nèi)為正弦包絡。[π/4，3π/4]內(nèi)注入濾波器的電流包含兩個電流部分，該階段電流包絡是平直的，但每個Ts的平均電流為正弦，這有利于降低開關管電流應力。解耦電容在[0，π/4]和[3π/4，π]內(nèi)充電，ic2為正；[π/4，3π/4]內(nèi)放電，ic2為負。

圖8 LC濾波器電流和解耦電容電流波形Fig.8 Current waveforms of filter current and decoupling capacitor

6 結論

本文提出了一種具有功率解耦能力的電流型反激式光伏逆變系統(tǒng)。該結構大大減小了解耦電容值，因此可以使用壽命長、等效串聯(lián)電阻（ESR）低的薄膜電容代替電解電容。此外，由于該變換器電流的運行特點，有效降低了變壓器二次側開關器件的電流應力。實驗結果驗證了所提逆變器在單位功率因數(shù)下運行的有效性和正確性。