吳玫蓉

（國網(wǎng)寧夏電力有限公司電力科學(xué)研究院，寧夏銀川 750011）

0 引 言

隨著新型電力系統(tǒng)的加快建設(shè)，電網(wǎng)從集中式能源生產(chǎn)向分布式能源大規(guī)模利用轉(zhuǎn)變。微網(wǎng)作為分布式能源的有效管理方式受到國內(nèi)外研究的關(guān)注，其中主從控制被廣泛應(yīng)用于國內(nèi)外的微網(wǎng)示范工程中[1-4]。并網(wǎng)運(yùn)行時，微網(wǎng)內(nèi)所有的微源均采用P/Q控制策略。并網(wǎng)轉(zhuǎn)孤島運(yùn)行時，主控微源從P/Q切換為u/f控制，為微網(wǎng)系統(tǒng)提供電壓和頻率支撐。主控微源指的是當(dāng)微網(wǎng)從并網(wǎng)轉(zhuǎn)孤島以及孤島運(yùn)行時，系統(tǒng)發(fā)生能量變化時，主控微源能夠快速地注入或吸收能量，以維持系統(tǒng)電壓和頻率的穩(wěn)定。主控微源一般選擇微型燃?xì)廨啓C(jī)、柴油發(fā)電機(jī)、儲能等可控分布式電源（distributed generation,DG）。

微網(wǎng)如何從并網(wǎng)運(yùn)行平穩(wěn)地切換至孤島運(yùn)行是目前的研究熱點(diǎn)。文獻(xiàn)[5]提出包含濾波電感電流環(huán)、濾波電容電壓環(huán)和并網(wǎng)電感功率外環(huán)組成的三環(huán)控制策略，確保并網(wǎng)切換至孤島時微網(wǎng)的穩(wěn)定運(yùn)行和供電可靠性，但文中忽略了儲能系統(tǒng)內(nèi)環(huán)參數(shù)對平滑切換的影響。文獻(xiàn)[6]提出改進(jìn)電壓環(huán)調(diào)節(jié)器、軟件鎖相方法及儲能主控微源的控制器參數(shù)優(yōu)化設(shè)計方法，但在設(shè)計主控微源控制器參數(shù)時并沒有考慮P/Q控制和u/f控制的不同特性，并且缺乏對優(yōu)化參數(shù)的仿真驗(yàn)證結(jié)論。

針對采用主從控制策略的微網(wǎng)，搭建主控微源變換器的通用控制模型，在文獻(xiàn)[7]提出的從并網(wǎng)轉(zhuǎn)孤島的平滑切換控制方法基礎(chǔ)上，提出基于主控微源的內(nèi)環(huán)參數(shù)切換控制策略。該控制策略的核心是內(nèi)環(huán)PI控制器的參數(shù)設(shè)計方法，因此根據(jù)P/Q控制和u/f控制目標(biāo)的不同，分別采用二階系統(tǒng)和三階系統(tǒng)設(shè)計相應(yīng)的內(nèi)環(huán)PI 控制器參數(shù)。最后在PSCAD/EMTDC 中搭建的典型微網(wǎng)算例，針對是否采用切換內(nèi)環(huán)參數(shù)控制策略，對目標(biāo)值跟蹤、系統(tǒng)的頻率和電壓結(jié)果進(jìn)行對比分析，仿真結(jié)果表明本文提出的基于主控微源的內(nèi)環(huán)參數(shù)切換控制策略，能夠提升微網(wǎng)從并網(wǎng)切換至孤島運(yùn)行模式時系統(tǒng)的穩(wěn)定性和供電可靠性。

1 主控微源變換器的通用控制系統(tǒng)建模

圖1 為主控微源變換器的控制原理，根據(jù)微網(wǎng)管理系統(tǒng)（microgrid management system, MMS）下發(fā)的運(yùn)行指令，并網(wǎng)運(yùn)行時主控微源采用P/Q控制策略，根據(jù)配電網(wǎng)的運(yùn)行需求輸出相應(yīng)有功功率和無功功率；孤島運(yùn)行時采用u/f控制策略，為微網(wǎng)系統(tǒng)提供支撐電壓和頻率。相位同步控制目的是保證微網(wǎng)與主電網(wǎng)的相位同步[8]，包括并網(wǎng)運(yùn)行時的鎖相控制策略和孤島轉(zhuǎn)并網(wǎng)運(yùn)行時的相位同步補(bǔ)償控制策略，此處不再贅述。其中Udc為直流側(cè)電壓，Va、Vb、Vc為變換器橋臂電壓的矢量值，L、C、R、iLi(i=a,b,c)、ui(i=a,b,c)分別為LC濾波器的電抗、電容、阻尼電阻、流過的電感電流、輸出電壓和輸出電流，iZj(j=a,b,c)為負(fù)載電流，ugi(i=a,b,c)為網(wǎng)側(cè)電壓。

圖1 主控微源變換器的控制原理

圖2 為主控微源變換器的控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖，根據(jù)文獻(xiàn)[8]主控微源的控制器包括外環(huán)控制器和內(nèi)環(huán)控制器，外環(huán)控制器主要根據(jù)MMS下發(fā)的不同控制目標(biāo)，選擇P/Q控制或u/f控制策略給定內(nèi)環(huán)電流控制器的參考值idref和iqref，P/Q控制和u/f控制分別通過式（1）和式（2）給定idref和iqref：

圖2 主控微源變換器的控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

式中:idref_P/Q，iqref_P/Q，idref_u/f和iqref_u/f分別為P/Q和u/f控制給定的內(nèi)環(huán)控制器d軸和q軸的參考電流；ud和uq為LC濾波器輸出的三相電壓的dq變換；udref和uqref為u/f控制電壓外環(huán)的d軸和q軸參考值，一般取udref為系統(tǒng)電壓幅值，uqref為0；kuP和kuI為電壓外環(huán)PI控制器的比例系數(shù)和積分系數(shù)。

由文獻(xiàn)[6]可知主控微源的三相電壓型脈沖寬度調(diào)制（pulse width modulation,PWM）變換器的模型d軸和q軸相互耦合，因此引入前饋解耦控制策略，內(nèi)環(huán)電流控制器的控制方程如式（3）：

式中：Vdref和Vqref為內(nèi)環(huán)電流控制器輸出的電壓指令；kiP和kiI分別為PI控制器的比例和積分參數(shù)；id和iq為流過LC濾波器三相電流的dq變換；ud和uq為LC輸出三相電壓的dq變換。

2 內(nèi)環(huán)參數(shù)切換控制策略

內(nèi)環(huán)電流控制器采用PI控制器，其中比例環(huán)節(jié)用于提高系統(tǒng)的開環(huán)增益，積分環(huán)節(jié)用于消除系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差，但由于主控微源采用P/Q和u/f兩種控制策略，若PI控制器采用同一參數(shù)會造成無法滿足控制要求，甚至引起微網(wǎng)系統(tǒng)的頻率和電壓失穩(wěn)。因此，針對微網(wǎng)從并網(wǎng)轉(zhuǎn)孤島運(yùn)行的模式，本文基于文獻(xiàn)[7]的平滑切換控制策略，提出切換內(nèi)環(huán)電流控制器參數(shù)的方案，即根據(jù)主控微源所采取的控制策略的不同設(shè)計內(nèi)環(huán)控制器的PI參數(shù)，在微網(wǎng)的運(yùn)行模式切換時同時進(jìn)行PI控制器參數(shù)的切換。

2.1 基于二階系統(tǒng)的P/Q控制內(nèi)環(huán)參數(shù)設(shè)計

P/Q控制外環(huán)控制器通過式（1）得出指令值，對內(nèi)環(huán)電流控制器的PI參數(shù)并無影響，因此在后文的設(shè)計過程中僅考慮內(nèi)環(huán)電流控制系統(tǒng)。

為了更接近實(shí)際中的離散控制過程，在圖2 的基礎(chǔ)上，考慮電流環(huán)采樣的延遲和PWM的小慣性特性，引入電流環(huán)采樣延遲傳遞函數(shù)GI(s)、逆變器的傳遞函數(shù)GC(s)和PI控制器的傳遞函數(shù)分別為[9]

式中：Ts為主控微源PWM 變換器的電流采樣周期。

在基波情況下，忽略流過電容的電流，則控制對象LC濾波器的傳遞函數(shù)為

將式（4）和（5）中的時間常數(shù)0.5Ts、Ts合并后，且暫不考慮uq的擾動，得到d軸電流內(nèi)環(huán)的簡化控制結(jié)構(gòu)，如圖3所示。

圖3 合并小時間常數(shù)的內(nèi)環(huán)電流控制結(jié)構(gòu)

當(dāng)主控微源變換器PWM 的采樣頻率足夠高時，能夠忽略圖3 中等效時間常數(shù)1.5Ts的影響，因此d軸電流內(nèi)環(huán)的控制結(jié)構(gòu)可進(jìn)一步簡化如圖4所示。

圖4 忽略小時間常數(shù)的內(nèi)環(huán)電流控制結(jié)構(gòu)

由圖4可得內(nèi)環(huán)電流控制系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)Woi（s）和閉環(huán)傳遞函數(shù)Wci（s）分別為

式中：Kp=Udckip/2；KI=UdckiI/2。

由式（9）的閉環(huán)傳遞函數(shù)可知電流內(nèi)環(huán)為二階系統(tǒng)，因此可得內(nèi)環(huán)控制系統(tǒng)的阻尼比ξ和自然振蕩頻率ωn為

結(jié)合式（9）和（10）可計算出內(nèi)環(huán)電流控制器的參數(shù)kiP和kiI為

根據(jù)自動控制原理[10]，在二階系統(tǒng)的控制參數(shù)設(shè)計中一般取ξ=0.4～0.8，此時系統(tǒng)的超調(diào)量適度，并且調(diào)節(jié)時間較短。

2.2 基于三階系統(tǒng)的u/f控制內(nèi)環(huán)參數(shù)設(shè)計

當(dāng)主控微源采用u/f控制時外環(huán)控制器通過式（1）得出指令值，由于外環(huán)控制器亦采用PI 控制器，因此在設(shè)計內(nèi)環(huán)電流控制器參數(shù)時需要考慮外環(huán)的影響。

u/f控制的目標(biāo)是LC的輸出電壓ui（i=a，b，c），忽略LC濾波器的電阻，根據(jù)基爾霍夫定理可得圖1所示的主控微源變換器的數(shù)學(xué)模型為

由式（12）可知電流內(nèi)環(huán)的控制對象傳遞函數(shù)為式（13），電壓外環(huán)的控制對象傳遞函數(shù)為式（14）。

在圖2的基礎(chǔ)上考慮實(shí)際過程的離散控制得到如圖5所示的u/f控制的d軸控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。由圖5 可知內(nèi)環(huán)控制器的輸入為idref_u/f，輸出為id，同第2.1 節(jié)暫時忽略ud對電流內(nèi)環(huán)的影響。則內(nèi)環(huán)控制器的傳遞函數(shù)為

圖5 采用u/f控制的結(jié)構(gòu)

式中：iZd為LC濾波器的輸出三相電流經(jīng)過dq變換后d軸的值；kPWM為2.1 節(jié)中忽略時間常數(shù)后PWM變換器的增益，kPWM=Udc/2。

式（15）中采用u/f控制的內(nèi)環(huán)電流控制器輸出id包括兩部分：第一部分為內(nèi)環(huán)電流控制器對外環(huán)控制器給定的參考值的跟蹤情況；第二部分為負(fù)載電流iZd對內(nèi)環(huán)電流控制器的擾動情況。根據(jù)式（15）可知采用u/f控制器的內(nèi)環(huán)電流控制器為三階系統(tǒng)，可采用系統(tǒng)的特征根法進(jìn)行控制器的參數(shù)的設(shè)計。內(nèi)環(huán)電流控制器的閉環(huán)特征方程如下：

在控制工程實(shí)際中通常要求控制系統(tǒng)具有較快的響應(yīng)速度、一定的阻尼程度以及減少死區(qū)、間隙和庫倫摩擦等非線性因素對系統(tǒng)的影響，此時要求三階及以上高階系統(tǒng)設(shè)計時具有一對共軛主導(dǎo)極點(diǎn)即可，在此設(shè)三階系統(tǒng)的特征根為

式中：S1和S2為共軛主導(dǎo)極點(diǎn)；S3為非主導(dǎo)極點(diǎn)。則電壓電流雙環(huán)控制系統(tǒng)的閉環(huán)特征方程亦可表示為

對比式（16）和（18）易知ξ=0，并且可得內(nèi)環(huán)控制器PI的計算公式為

3 仿真分析

3.1 算例描述

本文在PSCAD/EMTDC 平臺搭建如圖1 所示的微網(wǎng)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，DG1和DG2的容量為500 kVA，DG1為主控微源，DG2為可再生微源，負(fù)荷為load1、load2和load3。仿真參數(shù)如下：

（1）負(fù)荷容量。

load1：0.80 MW+j0.16 Mvar；

load2：0.20 MW+j0.26 Mvar；

load3：0.40 MW+j0.15 Mvar。

（2）負(fù)荷參數(shù)。10 kV 線路的單位電阻為R=0.132Ω/km，X=0.253Ω/km；35 kV 線路的單位電阻為R=0.45Ω/km，X=0.435Ω/km；Z1n、Z2n、Z3n為0.4 kV 線路等效電阻，長度分別為242 m、508 m、207 m；Z4n為10 kV線路等效電阻，長度為15 km。

（3）主變壓器參數(shù)。變壓器的接地方式均為Y/△連接，隔離變壓器T1和T2容量均為500 kVA，變壓器變比為0.4/10 kV；主網(wǎng)變壓器Tz容量為8 MVA，變壓器變比為10/35 kV。

圖6 仿真微網(wǎng)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

設(shè)置仿真時間為5 s，t=2 s前DG1和DG2均采用P/Q控制策略，DG1、DG2的有功功率和無功功率參考值分別設(shè)置為0.4 MW，0 Mvar 和0 MW，0 Mvar；t=2 s 時，微網(wǎng)從并網(wǎng)切換至孤島運(yùn)行，DG2作為主控單元切換為u/f控制，DG1仍采用并網(wǎng)運(yùn)行時候的P/Q控制。根據(jù)上述仿真參數(shù)，對上述設(shè)計的內(nèi)環(huán)電流控制器參數(shù)進(jìn)行如下驗(yàn)證：

Case1，當(dāng)t=2 s 時DG1未切換內(nèi)環(huán)控制器的參數(shù)，即孤島運(yùn)行時內(nèi)環(huán)仍采用P/Q控制設(shè)計的內(nèi)環(huán)控制器參數(shù)。

Case2，當(dāng)t=2 s 時DG1采用內(nèi)環(huán)控制器參數(shù)切換控制策略。

3.2 仿真結(jié)果

Case1 的仿真結(jié)果如圖7 至圖10 所示，當(dāng)微網(wǎng)從并網(wǎng)切換到孤島時（t=2 s），DG1亦從P/Q控制切換為u/f控制，但內(nèi)環(huán)控制器的d軸和q軸實(shí)際電流均無法跟蹤目標(biāo)值，而且呈震蕩發(fā)散狀態(tài)；由于u/f內(nèi)環(huán)控制器無法跟蹤目標(biāo)值導(dǎo)致外環(huán)亦無法跟蹤目標(biāo)值，此時系統(tǒng)電壓和頻率在并網(wǎng)轉(zhuǎn)孤島時近似為0.8 p.u.和53 Hz，微網(wǎng)處于孤島狀態(tài)時頻率和電壓亦超過標(biāo)準(zhǔn)所允許的范圍并且不斷振蕩發(fā)散，導(dǎo)致系統(tǒng)失去穩(wěn)定性。綜上可知，主控微源不采用切換內(nèi)環(huán)電流控制器參數(shù)的策略會造成系統(tǒng)無法平滑地從并網(wǎng)切換至孤島，嚴(yán)重時更無法保證微網(wǎng)的電壓和頻率穩(wěn)定。

圖7 內(nèi)環(huán)控制器的d軸電流（Case1）

圖8 內(nèi)環(huán)控制器的q軸電流（Case1）

圖9 微網(wǎng)的系統(tǒng)頻率（Case1）

圖10 微網(wǎng)的系統(tǒng)電壓（Case1）

Case2 的仿真結(jié)果如圖11 至圖14 所示，t=2 s時微網(wǎng)運(yùn)行狀態(tài)切換至孤島，DG1的內(nèi)環(huán)電流控制器均在0.5 s內(nèi)快速跟蹤電流目標(biāo)值，運(yùn)行模式切換后系統(tǒng)電壓最大偏差為-0.08～0.05 p.u.、頻率最大偏差為-0.3 ～0.5 Hz，均在標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的允許范圍內(nèi)。

圖11 內(nèi)環(huán)控制器的d軸電流(Case2)

圖12 內(nèi)環(huán)控制器的q軸電流（Case2）

圖13 微網(wǎng)的系統(tǒng)頻率（Case2）

圖14 微網(wǎng)的系統(tǒng)電壓（Case2）

綜上分析可知當(dāng)采用本文的內(nèi)環(huán)電流控制器參數(shù)設(shè)計方法時，能夠保證從并網(wǎng)切換到孤島運(yùn)行時主控微源快速跟蹤目標(biāo)值，進(jìn)而保證系統(tǒng)的平滑切換和孤島運(yùn)行的穩(wěn)定性。

4 結(jié)論

在采用主從控制的微網(wǎng)中，為了使微網(wǎng)平滑地從并網(wǎng)運(yùn)行切換至孤島運(yùn)行，提出一種基于主控微源的內(nèi)環(huán)參數(shù)切換控制策略。在建立主控微源通用控制模型的基礎(chǔ)上，根據(jù)不同的控制目標(biāo)，分別通過典型二階系統(tǒng)和三階系統(tǒng)設(shè)計P/Q控制、u/f控制內(nèi)環(huán)PI 控制器的參數(shù)，在微網(wǎng)從并網(wǎng)轉(zhuǎn)孤島的同時切換內(nèi)環(huán)參數(shù)。最后搭建微網(wǎng)仿真算例，分析結(jié)果表明所提出的策略不僅滿足控制系統(tǒng)快速跟蹤目標(biāo)值的特性，而且能夠主動支撐系統(tǒng)的電壓和頻率。