黃海旭

(北京長焜科技有限公司，北京 100088)

0 引言

隨著海洋資源開發(fā)進程的加快及5G 技術的飛速發(fā)展，沿海區(qū)域、海面航線及海上島嶼等場景的無線通信需求越來越強烈。海面覆蓋與陸地上的無線覆蓋相比，具有用戶密度低、容量需求小、無線電波傳播條件簡單、多為視距傳播等特點，屬于超遠覆蓋場景中的典型應用[1]。在海面上建站，存在難度大、成本高、不易維護等問題[2]，運營商通常會選擇使用陸地上的基站對海面進行超遠覆蓋。因此，研究海面無線信號的超遠覆蓋具有十分重要的意義[3]。

本文首先對海面超遠覆蓋進行信道建模，并給出了可用于計算覆蓋距離的等效地球模型；其次，對5G 中影響小區(qū)覆蓋半徑的幾個關鍵參數進行了詳細分析；最后，分別對三大運營商的主流頻段進行仿真，給出了不同頻段下最大覆蓋距離與路徑損耗的關系曲線。

1 海面覆蓋信道建模

海面覆蓋屬于超遠覆蓋的一種典型場景，在進行海面覆蓋規(guī)劃時，基站通常選址在岸邊地勢較高的地方，基站天線正對海面進行覆蓋，由于海面無遮擋，無線電波傳播條件好，視距內近似自由空間傳播，通常只有通過空氣傳播的直視徑和經過海面反射的反射徑[4]。在進行信道建模分析時，將地球看作球面，需要考慮地球曲率對無線電波傳播的影響，還應考慮海面上的礁石、島嶼及船只對無線電波傳播的影響。

無線電波在空氣中的速率和方向還與空氣介電常數有關，空氣介電常數與海拔高度成反比關系，海拔越高，空氣介電常數越小，電波在空氣中傳播時，空氣的折射率和電波傳播速率會隨著空氣介電常數的變化而變化，從而導致原本直線傳播的電波將隨地球表面發(fā)生彎曲，進而增加了無線電波傳播的可視距離[5]。因此，電波在海面上的實際傳播距離要比直線路徑距離遠，如圖1(a)所示，假設基站的高度為h，電波在空氣中的直線路徑為l，曲線傳播路徑為d，則d>l。

圖1 海面覆蓋信道建模

為了計算方便，需要設計一個等效的地球模型，在基站高度不變的情況下，使得基站到用戶的最遠可視直線路徑距離為d，如圖1(b)所示，可以推導得出，等效的地球半徑a=4/3ra=8 493 km，其中r=6 370 km 為地球實際半徑?？梢钥闯?，d 和a 是直角三角形的兩條直角邊長度，斜邊長度為a+h，由此可得[6-7]：

2 海面覆蓋半徑影響因素分析

2.1 子載波間隔

與4G 不同，5G NR 中定義多種子載波間隔(SCS)，SCS 的大小與OFDM 符號長度成反比，每個OFDM 符號中循環(huán)前綴(CP)的長度也與SCS 成反比。在每個OFDM符號前面引入CP 的目的是消除傳輸過程中多徑時延造成的符號間干擾(ISI)，對于連續(xù)廣覆蓋場景，為了支持更大的小區(qū)半徑，CP 長度越長越好。因此，較小的SCS 更適用于連續(xù)廣覆蓋場景[8]。

對于海面覆蓋場景，建議選擇15 kHz 或30 kHz 的子載波間隔。

2.2 GP

5G NR 為TDD 系統，為了避免下行對上行的干擾，在下行子幀/符號和上行子幀/符號之間引入了保護時隙GP，GP 越大，小區(qū)覆蓋范圍就越大[9]。

其中，c 為光速；轉換時延為下行發(fā)送到上行接收的轉換時間，典型值為10～40 μs，這里假定為20 μs。子載波間隔為15 kHz 時，一個OFDM 符號的長度為66.7 μs；子載波間隔為30 kHz 時，一個OFDM 符號的長度為33.35 μs。GP 配置為不同OFDM 符號長度時，最大覆蓋距離如表1所示。

表1 GP 符號數與最大覆蓋距離的關系

2.3 PRACH

物理隨機接入信道(Physical Random Access Channel，PRACH）作為非同步用戶和無線接入的正交傳輸方案的接口，主要用于網絡接入的初始化，為未得到上行同步或已經失去上行同步的用戶實現上行定時同步。

5G NR 支持兩長度的PRACH preamble 格式，一種是長度為839 的長Preamble 格式，支持1.25 kHz 和5 kHz兩種SCS，用于6 GHz 以下頻段、較大的小區(qū)覆蓋場景；另一種是長度為139 的短Preamble 格式，支持15 kHz、30 kHz、60 kHz 和120 kHz 4 種SCS，用于較小的小區(qū)覆蓋以及基站采用波束掃描的場景。由于海面覆蓋范圍廣、視離條件好，因此應該配置為長Preamble 格式[10]。

如圖2 所示，PRACH Preamble 由一個循環(huán)前綴(CP)和一個或多個Preamble 序列組成，每個Preamble 序列占用一個PRACH OFDM 符號，保護時間(GT)在協議中沒有顯式地定義，而是通過PRACH Preamble 所在的時隙和其他時隙對齊，隱含地包含在PRACH preamble 格式中。

圖2 PRACH Preamble 組成

終端用戶在發(fā)送PRACH Preamble 序列時，與基站之間還沒有建立上行同步，為了避免對其他終端用戶的干擾，在PRACH Preamble 序列之后引入了保護時間(Guard Time，GT)，GT 的大小和小區(qū)覆蓋半徑強相關，GT 越大，小區(qū)覆蓋半徑就越大[11]。

PRACH Preamble 格式中的CP、GT 和最大傳輸時延之間的關系如圖3 所示，UE 發(fā)送PRACH 的定時參考點是UE 的下行接收定時，可知基站的上行接收定時與UE 的PRACH 信號到達基站的時間之差為最大多徑時延和2 倍最大單向傳輸時延的累加和。由于基站的PRACH 檢測窗口是在固定位置進行去CP 操作，因此要求PRACH 的CP 長度不小于最大多徑時延和2 倍最大單向傳輸時延的累加和。PRACH 所在時隙的下一個時隙的上行或者下行信道包含了CP 來對抗多徑時延[12]。因此，只要PRACH 的GT 長度不小于2 倍最大單向傳輸時延，PRACH 不會對下一個時隙的接收和發(fā)送產生影響。

圖3 PRACH Preamble 格式中的CP、GT 與最大傳輸時延之間的關系

GT 長度決定了能夠支持的接入半徑：

其中，c 為光速。

根據上述條件限制，表2 給出了長度為839 的長PRACH Preamble 格式所能支持的最大小區(qū)半徑。其中，LRA為PRACH Preamble序列的長度，ΔfRA為PRACH Preamble的子載波間隔，Nu表示Preamble 序列長度，為PRACH Preamble 循環(huán)前綴(CP)的長度，κ表示5G時間單位系數。對于海面覆蓋場景，建議配置為長PRACH Preamble 格式1。

表2 長度為839 的長PRACH Preamble 格式所能支持的最大小區(qū)半徑

3 海面覆蓋距離估算

無線電波在海面?zhèn)鞑r，主要有通過空氣傳播的直射徑和經過海面反射的反射徑，對于某個終端用戶，可以近似認為只能接收到一條直射徑和一條反射徑，如圖4所示。

圖4 無線電波在海面?zhèn)鞑ナ疽鈭D

假設通過空氣傳播的直射路徑增益為PG1，通經過海面反射的反射路徑增益為PG2。則該電波傳播的路徑增益為兩者之和，即該路徑增益PG 為：

式中，λ 為傳播電波波長。

一般情況下，電波經過海面反射后相位會發(fā)生180°翻轉，則反射路徑增益可以表示為：

式中，ΔL 表示反射路徑與直射路徑的距離差，其中反射路徑長度為：

由于hBTS、hMS遠遠小于d，為了得到路徑差，L1和L2可近似為：

因此可以得到海面無線電波傳播總的路徑增益PG，將PG 取負值即可得到電波傳播路徑損耗Lp。

式中，d 表示基站與用戶之間的傳播距離；λ 表示傳播電波的波長；a 為修正因子，在本文中，為了方便起見，a取0。

綜合其他電波傳播的損耗影響，可以得到海面無線電波傳播損耗模型如下式[13-14]：

其中，Lp表示路徑損耗，單位為dB；hBTS表示基站天線的掛高，hMS表示終端用戶的天線掛高；d 表示電波的傳播距離；a 為修正因子；λ 表示電波的波長；Lb表示船體穿透損耗，取值取決于船只的具體類型[15]；Le表示地球曲率引起的繞射損耗，當電波未超出最大無線視距時，Le取0 dB，反之Le根據電波繞射情況取值[16]。

無線電波的實際覆蓋距離還與頻率有關系，目前5G NR 常用的頻率有700 MHz、2.6 GHz 和3.5 GHz，圖5 給出了3 種常用頻率下的小區(qū)覆蓋距離與路徑損耗的關系曲線。

圖5 小區(qū)覆蓋距離與路徑損耗的關系曲線

由圖5 可以看到，2.6 GHz 和3.5 GHz 的覆蓋距離相差不大，而700 MHz 的覆蓋距離遠大于2.6 GHz 和3.5 GHz。以130 dB 的路徑損耗為最遠覆蓋距離計算，700 MHz 大約可以覆蓋60 km，而2.6 GHz 和3.5 GHz 只能覆蓋30 km 左右。

4 結論

隨著海洋資源開發(fā)進程的加快及5G 技術的飛速發(fā)展，將5G 技術應用到海面覆蓋的需求日趨強烈。本文通過分析5G NR 中影響小區(qū)覆蓋半徑的幾個關鍵因素，給出了超遠覆蓋參數的配置建議，并使用典型的海面覆蓋信道模型分別對700 MHz、2.6 GHz 和3.5 GHz 進行了仿真分析，給出了各頻段的覆蓋距離分析。但本文的分析還不足以支撐實際建站布網的應用，還需要進一步研究，并結合現場的實際部署情況進行優(yōu)化。