王汝田，李曉飛，孫 超

(1.東北電力大學電氣工程學院，吉林 吉林132012；2.國網(wǎng)吉林省電力有限公司物資公司，吉林 長春130000)

高頻鏈矩陣整流器(HFLMR)是在傳統(tǒng)的間接矩陣變換器基礎上發(fā)展而來的一種新型變換器.有以下優(yōu)點[1-3]：可以實現(xiàn)單位功率因數(shù)，能量雙向流動；由于省去了電解電容，無直流儲能環(huán)節(jié)，使得系統(tǒng)結(jié)構(gòu)緊湊，提高了系統(tǒng)功率密度.因而，HFLMR有著極大的研究價值和應用前景.

文獻[4-6]中，將HFLMR應用于風力發(fā)電中，直接進行高壓直流輸電，可以進行準確的最大風能跟蹤，保證系統(tǒng)安全穩(wěn)定運行，并且能夠?qū)τ泄蜔o功功率進行獨立解耦控制.文獻[7-8]將HFLMR應用于V2G中，給出了充放電的新型控制策略，減少了開關動作次數(shù)，提高了系統(tǒng)效率與安全性，實現(xiàn)了能量的雙向流動.對于調(diào)制策略，文獻[9]中作者首先介紹了一種應用于HFLMR的B-C-SVM方法，然后基于傳統(tǒng)四步換流提出了一種新的換流方法，省去了額外的檢測電流方向的硬件電路，減少了換流步驟，降低了換流成本.

雖然解決了開關管過電壓和三相輸入電流畸變的問題，但系統(tǒng)的功率密度和傳輸效率仍有待提高.諧振軟開關變換器是一種高效的、低電磁干擾變換器，可以在寬范圍內(nèi)實現(xiàn)軟開關，降低開關損耗，也能通過增加開關頻率提高系統(tǒng)功率密度和傳輸效率.將諧振技術應用到高頻鏈矩陣整流系統(tǒng)中是一種創(chuàng)新，目前相關的研究較少.文獻[13]為了防止因變壓器漏感存在使得矩陣開關出現(xiàn)過電壓的現(xiàn)象，在高頻變壓器原邊增加了一個串聯(lián)LC，通過設計參數(shù)形成串聯(lián)諧振，使得電壓過沖現(xiàn)象得到抑制.文獻[14]中在直流側(cè)加入一個串聯(lián)諧振電路，但它只能夠?qū)崿F(xiàn)開關管的軟開關啟動，關斷的時候電流不為零，開關損耗大.上述僅僅是利用了簡單的串聯(lián)諧振，將LLC應用于HFLMR時，雖然也能諧振，但是諧振電流過大，系統(tǒng)得不到穩(wěn)定的直流輸出電壓和電流，開關管過電壓現(xiàn)象仍然存在.諧振變換器的特性會受到一些特征變量的影響，導致應用范圍受限.尤其是電壓增益影響最為嚴重，若電壓增益曲線很平緩，將會使得變換器的啟動和短路保護變得困難[15-17].多個諧振元件導致變換器具有含諧振零點在內(nèi)的多個諧振頻率點，并且在不同頻率點表現(xiàn)出不同的特性.文獻[18]提出了一種雙向LCLC補償電容式功率傳輸(CPT)系統(tǒng)，將其應用于V2G系統(tǒng)，通過補償結(jié)構(gòu)降低了電容電壓應力，保證了輸入輸出的單位功率因數(shù)，但其電流利用率有待提高.文獻[19-20]提出了一種新型的多諧振變換器，可以傳遞基波與3次諧波，提高了電流利用率，實現(xiàn)了軟開關，但其僅給出了直流輸入場合的實驗結(jié)果，而現(xiàn)在大部分場合，如電動汽車V2G應用、風力發(fā)電和中長距離海上風電電能傳輸?shù)膱龊隙际侨嘟涣鬏斎?，因而不能滿足三相輸入場合的需求.

針對以上所述，本文結(jié)合HFLMR與多諧振技術，提出了一種新型的基于雙變壓器結(jié)構(gòu)的多諧振高頻鏈矩陣整流器，代替了傳統(tǒng)變換器中AC/DC-電解電容-DC/AC兩級變換，省去了電解電容，實現(xiàn)了低頻交流到正負交變的高頻電的直接轉(zhuǎn)換，提高了系統(tǒng)功率密度和傳輸效率.變壓器一次串聯(lián)二次并聯(lián)，漏感并入相應諧振電感，降低了變壓器自身漏感對變換器性能的影響.與此同時，功率開關管與二極管的通斷過程均實現(xiàn)了軟開關，降低了開關損耗.控制策略采用B-C-SVM調(diào)制策略，可以實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流正弦化，功率因數(shù)單位化.

本文結(jié)構(gòu)如下：第一節(jié)介紹基于雙變壓器的多諧振HFLMR拓撲結(jié)構(gòu)；第二節(jié)分析了系統(tǒng)的工作原理，然后對其作了精確建模；第三節(jié)介紹針對提出的結(jié)構(gòu)所采用的調(diào)制策略；第四節(jié)對所提結(jié)構(gòu)與調(diào)制策略進行仿真驗證；最后在第五節(jié)給出結(jié)論.

1 系統(tǒng)拓撲結(jié)構(gòu)

本文所提出的基于雙變壓器結(jié)構(gòu)的多諧振高頻鏈矩陣整流器系統(tǒng)拓撲如圖1所示，它由前級3*1矩陣變換器高頻整流單元、多諧振單元、后級二極管全橋不控整流單元以及負載組成.

圖1 基于雙變壓器結(jié)構(gòu)的多諧振高頻鏈矩陣整流器拓撲

其中前級3*1矩陣變換器整流單元由六組背靠背連接的IGBT開關組成.多諧振單元中，L1、L2、C1、C2為諧振電感與諧振電容，Lm1、Lm2分別為兩個變壓器T1、T2的勵磁電感，T1、T2為降壓型變壓器，二次繞組匝數(shù)少，漏感對變換器性能影響可忽略不計.圖中i1、i2、iC2和iD1分別是流過L1、L2、C2和D1的電流，up與us分別為諧振網(wǎng)絡的輸入與輸出電壓.本文所提出的結(jié)構(gòu)代替了傳統(tǒng)變換器中AC/DC-電解電容-DC/AC兩級變換，省去中間電解電容，減小了系統(tǒng)體積，提高了功率密度，同時具有良好的輸入輸出波形；實現(xiàn)了工頻交流到正負交變的高頻電的直接轉(zhuǎn)換；多諧振單元在實現(xiàn)電氣隔離的同時提高了系統(tǒng)的傳輸效率，降低了系統(tǒng)損耗.

2 系統(tǒng)工作原理與建模分析

2.1 系統(tǒng)的工作原理

提多諧振變換器的主要工作波形如圖2所示.從圖2中可以明確觀察到，整個開關周期分為六個間隔.每個間隔對應的運行模態(tài)等效電路如圖3所示.從圖3中GS1-GS6是功率開關管S1-S6的驅(qū)動信號.

現(xiàn)今，隨著科學技術以及信息技術的快速發(fā)展，城市化進程也在不斷推進，而土地規(guī)劃作為一個城市發(fā)展的基礎，其可以確保城市土地的利用，提高城市交通通暢度，以此來為社會大眾營造一個良好的居住環(huán)境，進一步保證社會的穩(wěn)定。而在土地工程管理中引入相應的測繪技術，則可以更好地提高土地測繪數(shù)據(jù)的準確率。其作為一項先進的新型技術，不僅涉及統(tǒng)計學、線性模式等專業(yè)，還包含了信息化技術，而要實現(xiàn)其在土地工程管理中的作用，相應的企業(yè)以及單位必須對其技術內(nèi)容以及實際應用情況進行全面掌握，以此來發(fā)揮出其最大效能。

圖2 變換器主要工作波形

運行模態(tài)1[t0-t1]：此間隔內(nèi)S1一直導通，在t0時刻電流i1減小到0然后變?yōu)檎?，開關S2零電流關斷，同時S4接收驅(qū)動信號.電流由S2換流到S4，實現(xiàn)零電流換流，3*1MC輸出正向電壓.另外，i1正向流動，i2反向流動，電容C2一直充電，負載由二極管D1、D4導通供電.D1、D4電流從0開始增加，即D1、D4零電流開啟.該間隔的等效電路如圖3(a)所示.

運行模態(tài)2[t1-t2]：此間隔內(nèi)開關S1一直導通，t1時刻S4關斷且S6接收驅(qū)動信號導通，電流從S4成功換流到S6，3*1MC輸出正向電壓.在此期間電流i1與i2正向流動，電容C2在充電結(jié)束后開始放電，然后再次充電.負載仍由D1、D4導通供電.圖3(b)為此階段等效電路.

運行模態(tài)3[t2-t3]：此間隔內(nèi)開關S1依舊導通，t2時刻電流由開關S6再次換流到S2，輸出電壓為0.電流i2正向流動，iC2由正向流動變?yōu)樨撓蛄鲃?，電容C2開始放電.電流i1正向流動且在t3時刻減小到0，S1以ZCS關斷；iD1在t3時刻前減小到0，二極管D1以ZCS關斷.對應的等效電路如圖3(c)所示.

圖3 不同間隔等效電路圖

運行模態(tài)4[t3-t4]：此階段為模態(tài)2的逆向工作狀態(tài)，3*1MC輸出與模態(tài)2相反的負電壓，電流方向和電容C2充放電過程與模態(tài)2相反，負載電阻由D2、D3導通供電.圖3(d)為其等效電路.

運行模態(tài)5[t4-t5]：此階段為模態(tài)1的逆向工作狀態(tài)，不再重復描述，間隔的等效電路如圖3(e)所示.

運行模態(tài)6[t5-t6]：此間隔內(nèi)開關S2一直導通，S1在t5時刻接收驅(qū)動信號，在此之前S1兩端電壓已降至為0.由于S1不能瞬間開通，諧振槽電流i1繼續(xù)反向流動，逐漸減小.S1通過ZVS開通以后，與S2形成直通狀態(tài)，此時3*1MC輸出電壓up為0.另外，i2反向流動，iC2由反向變?yōu)檎蛄鲃?，即電容C2放電結(jié)束后開始充電.負載由整流二極管D2、D3導通供電.該階段在t6時刻結(jié)束，相應的等效電路如圖3(f)所示.

2.2 多諧振單元建模分析

為了獲得多諧振單元在某個特定頻率下的基本特性，對文中所采用的多諧振單元作了精確建模.在分析諧振網(wǎng)絡的基本特性前，對系統(tǒng)做了兩點近似處理.其一為忽略內(nèi)阻，其二為采用等效基波法(FHA)對變換器進行建模，變換器基波等效電路如圖4所示.圖中Up(s)、Us(s)分別為諧振網(wǎng)絡的輸入和輸出電壓；流過電感L1、L2和電容C2的電流分別為I1(s)、I2(s)和IC2(s)；變壓器T1、T2流出的二次電流分別為Io1(s)、Io2(s).各個電流的正方向在圖中已給出，如圖中箭頭所示.后級全橋不控整流單元、濾波電容Co以及負載R組成了一個非線性輸出單元，根據(jù)基波等效法，可將其用一個交流等效電阻Req代替，Req的表達式為

圖4 多諧振單元FHA等效電路

(1)

根據(jù)圖4所示電路，列寫相應的KCL/KVL方程，即

(2)

公式中：UT1(s)、UT2(s)分別為變壓器T1、T2的一次側(cè)電壓.

對變壓器參數(shù)進行折算，則變壓器電壓、電流有如下關系

(3)

(4)

此外，諧振網(wǎng)絡輸出電壓Us(s)還可以表示為

Us(s)=Req[Io1(s)+Io2(s)].

(5)

聯(lián)立公式(2)～公式(5)，可以得到以下兩個關系式

(6)

(7)

將上式做以下處理，令

(8)

公式中：As、Bs、Cs均為中間變量，將處理后的公式(6)代入公式(7)，可以得到Us(s)與Up(s)的關系為

(9)

文獻[9]給出了3*1矩陣變換器輸出的交變高頻電壓的幅值平均值|Up|與輸入相電壓幅值|Ui|的關系為

(10)

公式中：m為電流調(diào)制度，本文給定為0.8；φ為輸入相電壓與相電流夾角，要想達到單位功率因數(shù)，即相電壓與相電流同相位，需保證φ=0.輸出整流單元為不控橋式整流，則系統(tǒng)輸出電壓幅值|Uo|與諧振單元輸出電壓幅值|Us|關系為

(11)

變換器的電壓增益Mgain可用Uo與輸入相電壓Ui的比值來表示，即Mgain為

(12)

將公式(9)、m=0.8以及s=jω代入公式(12)中，增益Mgain最終可以表示為公式(13)，ω為開關頻率fs所對應的角頻率，關系為ω=2πfs.Aω，Bω和Cω為中間變量，如公式(14)所示.

(13)

(14)

除此之外，變換器的多諧振單元含有多個諧振頻率點.根據(jù)Mgain表達式，當其虛部分子為零，即Aω=0時，諧振單元剛好處于諧振點f1和f2處，分母為零時系統(tǒng)處于諧振零點.解虛部分子為零方程可得到諧振點處的頻率為

(15)

公式中：aω與bω為中間變量，表達式為

(16)

解虛部分母為零方程可得諧振零點

(17)

根據(jù)電壓增益Mgain表達式，利用MATLAB軟件編寫程序，然后繪制出如圖5所示的變換器在不同負載下的電壓增益曲線.由圖5可知，變換器含有3個頻率諧振點，分別為f1、f2和f0，與上述理論分析一致.圖中可以看出諧振點處的電壓增益與負載沒有關系，在其他地方則隨負載的加重逐漸增大.圖5對應的曲線中，變換器在f1附近取得最大值，然后隨開關頻率的增加，在f1～f2頻率段內(nèi)先下降后上升.當fs大于f2時，Mgain迅速下降，并且在f0點下降為零.增益在f1處取得最大值，在大于f1對應的開關頻率區(qū)域，變換器可以實現(xiàn)ZVS開通.所以fs應始終保持在此范圍內(nèi)，使得變換器可在較寬范圍內(nèi)實現(xiàn)軟開關.本文取電壓增益最大時對應的頻率，即研究fs為10.2 kHZ時對應的系統(tǒng)特性.

圖5 不同負載下的電壓增益曲線

3 調(diào)制策略

傳統(tǒng)整流器的輸出直流電壓極性不變，HFLMR為了與諧振單元配合，調(diào)制方法將會與傳統(tǒng)調(diào)制有所不同.它由5個矢量來合成參考輸入電流：2個用來合成正電流+Im的基本矢量(Im為一個開關周期內(nèi)電流平均值)、2個與之極性相反的用來合成負電流-Im的基本矢量和零矢量，這樣就能使得3*1MC輸出一個正負交變的高頻電壓，滿足多諧振單元的工作條件.輸出極性有正有負，故將這種合成參考矢量的方法稱之為雙極性電流空間矢量調(diào)制(B-C-SVM).

扇區(qū)劃分如圖6(a)所示，以1扇區(qū)為例，參考輸入相電流由5個基本矢量(Iab、Iac、Iaa、Ica和Iba)來合成.在前半個周期內(nèi)，由參考電流相鄰的兩個基本矢量作用輸出正電流，即iout=Im；后半個周期內(nèi)，由與前半個周期極性相反的基本矢量作用時輸出負電流iout=-Im.除了這兩對基本矢量外，還需在有效矢量中插入零矢量，使得輸出電流的平均值在每個周期內(nèi)為常數(shù).

假設在前半個周期，輸入?yún)⒖茧娏魇噶坑上噜彽?個非零矢量Iα1和Iβ1以及對應的零矢量I0合成.此時3*1MR輸出電流為Im.基本作用矢量如圖6(a)所示，Iα1、Iβ1以及I0對應的占空比計算公式dα1、dβ1和d01表示為

(18)

公式中：tα1、tβ1、t01分別為空間矢量Iα1、Iβ1、I0的作用時間；m為電流調(diào)制度，Iim為輸入相電流幅值，且有0≤m=Iim/Im≤1；角θr為輸入?yún)⒖枷嚯娏魇噶縄r與非零矢量Iα1之間的夾角，如圖6(b)所示.

圖6 輸入相電流空間矢量與合成

后半個周期使用與Iα1、Iβ1極性相反的Iα2、Iβ22個有效矢量以及零矢量來合成參考矢量，合成方法與上文所提基本一致，如圖6所示.此時3*1高頻鏈整流器輸出的電流在前后兩半個周期內(nèi)極性相反.通過B-C-SVM調(diào)制后MR輸出電壓以及開關相關動作如圖7所示.由公式(18)可以看出占空比表達式僅和θr和m有關，即只需這2個參數(shù)恒定，就可以保證前后兩半個周期內(nèi)矢量的占空比相同，即dα2=dα1、dβ2=dβ1、d02=d01.通過以上參考矢量合成方法，就可以保證3*1MC能給與多諧振單元配合，輸出正負交變的高頻電.

圖7 MR輸出電壓順序與開關驅(qū)動信號

4 仿真實驗分析

為了驗證文中所提系統(tǒng)的有效性和可行性，基于Matlab/Simulink和S-function建立了系統(tǒng)的仿真模型.綜合考慮各方面因素，仿真模型參數(shù)如表1所示.電網(wǎng)電壓為220 V三相對稱電壓，fs為轉(zhuǎn)換器開關頻率.

表1 主要實驗參數(shù)

網(wǎng)側(cè)濾波后A相輸入電壓ua與電流ia波形如圖8所示，圖8中電流為實際值的5倍，由圖8可見，電流能夠跟隨電壓變化，電流電壓基本同頻同相，實現(xiàn)了單位功率因數(shù)的目的.

圖8 網(wǎng)側(cè)A相輸入電壓、電流波形

諧振回路輸入和輸出的電壓電流波形如圖9所示，圖9(a)是諧振回路輸入穩(wěn)態(tài)電壓up與電流i1，也是3*1MC輸出穩(wěn)態(tài)電壓電流波形，圖中電流為實際值的10倍.圖9(b)是諧振回路輸出穩(wěn)態(tài)電壓us與電流is，也是副邊控整流橋的穩(wěn)態(tài)輸入電壓電流圖.從圖中可見，變換器實現(xiàn)了工頻交流電到正負交變的高頻電的直接轉(zhuǎn)換.同時，電流與電壓頻率和相位變化大體一致，表明變換器具有高功率因數(shù).

圖9 諧振回路輸入輸出波形

高頻變壓器原邊電壓電流仿真圖如圖10所示，圖9(a)是變壓器T1的原邊電壓uT1與電流iT1，圖中電流為實際仿真值的5倍.圖9(b)是變壓器T2的一次側(cè)電壓uT2與電流iT2，圖中電流為實際仿真值的3倍.由圖可見，在變壓器原邊電流為零時電壓開始出現(xiàn)極性變換，也就是說3*1高頻鏈矩陣整流器功率開關管通斷時輸出為電壓為零，實現(xiàn)了零電流換流.

圖10 變壓器一次側(cè)電壓電流波形

功率開關管和二極管的電壓電流波形如圖11所示，圖11(a)是功率開關管S1的電壓uS1與電流iS1，電流為實際電流的10倍，圖11(b)是二極管D1的電壓uD1與電流iD1.由圖11可知，電壓的轉(zhuǎn)變即開關的通斷總是在電流為零的時候，開通時電壓先降到零然后電流再緩慢上升到通態(tài)值，關斷時電流緩慢降到零然后電壓上升到通態(tài)值，開通關斷過程無電壓電流重疊，實現(xiàn)了軟開關操作，極大地降低了開關損耗.

圖11 功率開關管和二極管的電壓電流波形

取自穩(wěn)定后的負載輸出電壓波形如圖12所示，由圖12可知，輸出電壓在達到60.5 V左右后基本保持穩(wěn)定狀態(tài)，實現(xiàn)了輸出電壓穩(wěn)定的目的.若想取得其他期望的穩(wěn)定電壓值，可以在確定增益后調(diào)節(jié)多諧振單元中電感與電容的大小來實現(xiàn).

圖12 負載的輸出電壓

5 結(jié) 論

文中提出了一種基于雙變壓器結(jié)構(gòu)的多諧振HFLMR，針對此結(jié)構(gòu)對雙極性電流空間矢量調(diào)制方法進行優(yōu)化，使3*1MR能輸出正負交變的高頻電，網(wǎng)側(cè)輸入電流正弦化，功率因數(shù)單位化.通過分析變換器的工作波形與運行模態(tài)，以及對多諧振單元的精確建模，得出了諧振參數(shù)與諧振頻率點之間的關系.高頻矩陣整流與多諧振相結(jié)合，使得變換器功率開關管與二極管都能實現(xiàn)軟導通與關斷，降低了變換器的開關損耗.最后，通過仿真模型，驗證了所提系統(tǒng)的有效性和可行性.