楊瑜，曾輝，朱維，唐佳，陳國斌，來晉明,2

(1.中國電子科技集團(tuán)公司第二十九研究所 成都 610036；2.四川省寬帶微波電路高密度集成工程研究中心 成都 610036)

在大功率發(fā)射領(lǐng)域，由于微波功率放大器(發(fā)射機(jī))的非線性特性，發(fā)射機(jī)的輸出信號質(zhì)量相對于輸入信號有惡化的表現(xiàn)，具體體現(xiàn)為AM-AM 效應(yīng)、AM-PM 效應(yīng)、三階交調(diào)、諧波、多通道間的幅相一致性惡化、時(shí)域削峰現(xiàn)象等。為改善發(fā)射信號的失真，需采用線性化技術(shù)來提高發(fā)射信號的質(zhì)量。常用的線性化技術(shù)主要有[1]：功率回退、模擬預(yù)失真、數(shù)字預(yù)失真(digital predistortion,DPD)、前饋、動態(tài)偏置、包絡(luò)消除與恢復(fù)(envelope elimination and restoration,EER)、非線性元件實(shí)現(xiàn)線性放大linear amplifier using nonlinear components,LINC)、笛卡爾反饋(Cartesian feedback)等。在這些方案中，數(shù)字預(yù)失真方案雖然較復(fù)雜、帶寬較窄，但其效率高、非線性產(chǎn)物抑制能力強(qiáng)且自適應(yīng)，應(yīng)用較為普遍[2-8]。

微波功率放大器中，行波管體制的發(fā)射機(jī)具有工作帶寬寬、效率高、對環(huán)境溫度變化不敏感等特點(diǎn)，因此，在電子對抗等領(lǐng)域獲得了廣泛的應(yīng)用。但其在飽和放大區(qū)具有較強(qiáng)的非線性特性，因此，提高行波管發(fā)射機(jī)的線性化水平成為工程應(yīng)用中的迫切需求。傳統(tǒng)的數(shù)字預(yù)失真設(shè)計(jì)主要針對固態(tài)微波功率放大器，針對行波管體制的微波功率放大器數(shù)字預(yù)失真設(shè)計(jì)較為少見。本文設(shè)計(jì)了一種數(shù)字預(yù)失真方案，研制了數(shù)字預(yù)失真樣機(jī)，并在X 波段100W 行波管發(fā)射機(jī)上進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 預(yù)失真原理

本文對功放的建模采用了記憶多項(xiàng)式模型[9-13]，在該模型中，預(yù)失真器與功放的位置可以交換而不影響輸出結(jié)果。圖1 所示的間接學(xué)習(xí)結(jié)構(gòu)得到較廣泛的應(yīng)用。圖中Predistorter A 和Predistorter B 是兩個(gè)相同的預(yù)失真器，其結(jié)構(gòu)、參數(shù)完全相同。該預(yù)失真器采用和功放同樣的記憶多項(xiàng)式模型，該記憶多項(xiàng)式模型見式(1)，模擬功放對輸入信號的非線性變換過程，如功放三階交調(diào)的產(chǎn)生、功放的記憶效應(yīng)等，且通過參數(shù)配置的差異，產(chǎn)生和功放相反的非線性特性，從而抵消功放帶來的非線性產(chǎn)物。x(n)是系統(tǒng)輸入信號，z(n)是系統(tǒng)輸入信號經(jīng)過Predistorter B 處理后的輸出，同時(shí)也是功放的輸入信號，y(n)是功放放大后的輸出信號，Gain 是包含了Predistorter B 和功放的整個(gè)鏈路的增益，功放輸出y(n)，經(jīng)過定向耦合器和可調(diào)衰減器共1/Gain 的衰減，再經(jīng)過Predistorter A 處理后，輸出為Z(n)。在理想狀態(tài)下，Predistorter A 和Predistorter B 的輸出z(n)和Z(n)相等，此時(shí)誤差信號e(n)為0，由于兩個(gè)預(yù)失真器Predistorter A 和Predistorter B 相等，它們的輸入y(n)/Gain 和x(n)也相等，考慮系統(tǒng)的增益Gain 后，y(n)對x(n)進(jìn)行了線性放大。

圖1 預(yù)失真器的間接學(xué)習(xí)結(jié)構(gòu)

由于預(yù)失真器A 和B 完全相同，因此，下面以預(yù)失真器B 為例介紹其輸出表達(dá)式。預(yù)失真器Predistorter B 的輸出信號表達(dá)式見式(1)。其中，x(n)是系統(tǒng)輸入信號，z(n)是預(yù)失真器的輸出信號，n是時(shí)間采樣序列，q是采樣序列在時(shí)間上的延遲值，akq是表達(dá)式的系數(shù)，因此，要求解預(yù)失真器Predistorter B，就需要求出系數(shù)akq。

為求得系數(shù)akq，令：

將式(2)代入式(1)，可將式(1)改寫為矩陣形式：

其中，

式中，N是信號點(diǎn)數(shù)；K是非線性階數(shù)；Q則代表了記憶深度。式(3)的最小二乘解為：

求出系數(shù)a后，預(yù)失真器可按照式(1)構(gòu)建。功放自身的非線性模型也可按照式(1)構(gòu)建，其非線性特性隨環(huán)境溫度、電路老化漂移等因素影響，變化較為緩慢，因此預(yù)失真系數(shù)akq的求解速度不是關(guān)鍵指標(biāo)。但是在akq的求解完成后，為求得z(n)，式(1)的處理需要實(shí)時(shí)性，通常采用FPGA硬件電路實(shí)現(xiàn)。

2 預(yù)失真方案

預(yù)失真方案如圖2 所示。圖中100W 發(fā)射機(jī)是行波管體制，行波管由中國電子科技集團(tuán)公司第12 研究所研制，其工作頻率范圍為6～18GHz，輸入輸出駐波小于2.5，輸入信號功率28～30dBm，在X 波段典型輸出功率100W。預(yù)失真處理板由FPGA、高速雙AD、高速D/A 以及一些外圍電路組成[14]，詳見圖3。

圖2 預(yù)失真方案框圖

圖3 預(yù)失真處理板硬件框圖

具體實(shí)現(xiàn)上，通過信號源E8267D 產(chǎn)生中心頻率125MHz 的基帶信號，輸入到預(yù)失真處理板，經(jīng)過預(yù)失真處理后，輸出到上變頻模塊，變換為X 波段信號，再送入100W 發(fā)射機(jī)，發(fā)射機(jī)的輸出經(jīng)過定向耦合器、下變頻模塊后反饋送入預(yù)失真處理板。此外，還需要給預(yù)失真處理板外供1GHz時(shí)鐘信號。

3 預(yù)失真實(shí)驗(yàn)

為分析預(yù)失真對信號質(zhì)量的改善效果，在具體微波信號樣式上，本文采用了如QPSK、LFM 等多種信號樣式，將分別討論信號質(zhì)量的改善效果。

3.1 EVM 和三階交調(diào)的改善

在通信領(lǐng)域中，QPSK 調(diào)制是關(guān)鍵技術(shù)之一，矢量誤差模(error vector magnitude,EVM)是所有影響調(diào)制精度的綜合指標(biāo)，且能夠最好地以圖形化方式反映調(diào)制的精度[15]。

為驗(yàn)證DPD 對EVM 的改善作用，將主信號設(shè)置為帶寬10MHz 的QPSK 調(diào)制信號，上變頻器的輸出頻率設(shè)置為8.375GHz。調(diào)整發(fā)射機(jī)的輸入功率，使其處于飽和工作狀態(tài)，同時(shí)用頻譜儀記錄無DPD 和有DPD 時(shí)的EVM 測試結(jié)果，見圖4 和圖5。

圖4 無預(yù)失真發(fā)射機(jī)輸出頻譜

圖5 有預(yù)失真發(fā)射機(jī)輸出頻譜

在加入數(shù)字預(yù)失真后，對發(fā)射機(jī)輸出交調(diào)的抑制約為10dB，而EVM 從8%改善到了5%。

3.2 AM-AM、AM-PM 效應(yīng)的改善

從發(fā)射機(jī)自身的AM-AM、AM-PM 效應(yīng)來進(jìn)一步對預(yù)失真效果進(jìn)行分析比較，將發(fā)射機(jī)的輸入、輸出信號分別用高速采樣示波器采樣，并導(dǎo)入計(jì)算機(jī)分析，繪制AM-AM、AM-PM 曲線，如圖6和圖7 所示。該點(diǎn)狀圖代表了在某一個(gè)瞬時(shí)輸入幅度的條件下，所對應(yīng)的不同輸出幅度或相位瞬時(shí)值。

圖6 發(fā)射機(jī)預(yù)失真前后AM-AM 效應(yīng)對比

圖7 發(fā)射機(jī)預(yù)失真前后AM-PM 效應(yīng)對比

從圖6 可見，當(dāng)無預(yù)失真時(shí)，隨著輸入功率的提高，輸出功率逐級趨向飽和，呈現(xiàn)飽和曲線形狀，而有預(yù)失真時(shí)，隨著輸入功率的提高，輸出功率基本保持線性變化，接近理想曲線。

在圖8 中，縱軸是發(fā)射機(jī)輸出信號相對輸入信號的相位差，從圖中可見，隨著輸入信號的功率增大，兩條曲線均接近0，即相位差變小。但有預(yù)失真發(fā)射機(jī)的輸出信號相位差更接近0，即其對輸入信號相位失真更小。具體數(shù)值上，在接近飽和輸出時(shí)，相位差從0.15rad 提高到?0.05rad。

圖8 發(fā)射機(jī)預(yù)失真前后AM-PM 效應(yīng)局部放大

3.3 變功率輸入時(shí)通道間相位一致性的改善

為比較兩個(gè)發(fā)射機(jī)在不同輸入功率條件下，有無DPD 時(shí)的相位一致性，本實(shí)驗(yàn)將信號源E8267D更換為任意波發(fā)生器，中心頻率仍設(shè)置為125MHz，3 個(gè)帶寬為5MHz 的LFM 信號合成輸出。詳細(xì)實(shí)驗(yàn)步驟如下：

1)將發(fā)射機(jī)A 按照圖2 接入系統(tǒng)，調(diào)整輸入功率，使其處于飽和工作狀態(tài)，用示波器記錄發(fā)射機(jī)輸出經(jīng)過下變頻后的信號；

2)將發(fā)射機(jī)B 按照圖2 接入系統(tǒng)，調(diào)整輸入功率，使其比步驟1)降低10dB，用示波器記錄發(fā)射機(jī)輸出經(jīng)過下變頻后的信號；

3)去掉DPD 板，讓發(fā)射機(jī)A 和B 分別在飽和輸出和降低10dB 輸入功率條件下工作，用示波器記錄發(fā)射機(jī)輸出經(jīng)過下變頻后的信號；

4)將示波器采集到的波形分別進(jìn)行濾波、FFT 后，計(jì)算發(fā)射機(jī)A 和B 之間的相位差。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果見圖9?？梢钥吹?，由于DPD 對發(fā)射機(jī)AM-PM 效應(yīng)的改善作用，在3 個(gè)LFM 線調(diào)信號帶內(nèi)，有DPD 時(shí)兩個(gè)不同輸入功率發(fā)射機(jī)之間的相位差較無DPD 時(shí)改善約10°。

圖9 發(fā)射機(jī)預(yù)失真前后兩通道相位一致性比較

3.4 時(shí)域削峰效應(yīng)的改善

發(fā)射機(jī)的非線性在時(shí)域上會表現(xiàn)為削峰效應(yīng)，且對峰均比高的信號(如幅度調(diào)制信號等)更為明顯。

本實(shí)驗(yàn)中主信號的設(shè)置同3.3 節(jié)，其在時(shí)域上表現(xiàn)為一個(gè)包絡(luò)幅度調(diào)制信號，經(jīng)過無DPD 和有DPD 兩種發(fā)射機(jī)后，采用高速示波器記錄輸出信號。為對比無DPD 和有DPD 對時(shí)域削峰效應(yīng)的差異，用時(shí)域峰值?3dB 的寬度來進(jìn)行比較，如表1所示。

表1 時(shí)域峰值?3dB 寬度對比

從圖10 和表1 可見，無DPD 時(shí)功放飽和輸出有較為明顯的削峰現(xiàn)象，時(shí)域峰值?3dB 寬度從輸入信號的2.83μs 變到了4.50μs；而有DPD 時(shí)功放飽和輸出的削峰現(xiàn)象得到了改善，時(shí)域峰值?3dB 寬度從輸入信號的2.83μs 變到了3.17μs，改善了1.33μs。

圖10 發(fā)射機(jī)預(yù)失真前后時(shí)域波形對比

4 結(jié)束語

從頻域上來看，數(shù)字預(yù)失真對交調(diào)有抑制作用，從而帶來鄰道干擾的改善。從時(shí)域上來看，數(shù)字預(yù)失真對波形有保真作用，即改善了調(diào)幅信號在經(jīng)過功放飽和輸出后的削峰、限幅現(xiàn)象。從本質(zhì)上來看，數(shù)字預(yù)失真對發(fā)射信號的幅度和相位失真具有校正作用，隨著對發(fā)射機(jī)輸出信號質(zhì)量要求的提高，如要求幅相一致性更高、非線性產(chǎn)物更少，具有預(yù)校正功能的發(fā)射機(jī)預(yù)計(jì)會得到廣泛的應(yīng)用。