張文翔，汪忱

（博微太赫茲信息科技有限公司，安徽合肥 230022）

隨著計(jì)算機(jī)集成技術(shù)、電子學(xué)技術(shù)及網(wǎng)絡(luò)信息化技術(shù)的高速發(fā)展，無線通信對(duì)帶寬的需求每十八個(gè)月就會(huì)翻一倍[1]。在信息技術(shù)飛速發(fā)展的今天，無線通信正面臨著擁擠的有限頻譜資源與日益發(fā)展的高速業(yè)務(wù)需求的矛盾，傳統(tǒng)頻譜資源在2 G 至5 G 通信高速發(fā)展的過程中，已經(jīng)幾乎耗盡。近年來，各種高速需求不斷涌現(xiàn)，用戶對(duì)高清電影電視業(yè)務(wù)質(zhì)量要求越來越高，無壓縮或壓縮率低的高清電視信號(hào)的傳輸也日益增多。如目前常見的已商用化的全高清（Full-HD）的無壓縮數(shù)據(jù)率為1 920×1 080（分辨率）×25（幀率）×10（位寬bits）×3（RGB 三原色），即1.56 Gbps[2]，更高的4K 高清分辨率如超高清電視（UHDTV）標(biāo)準(zhǔn)的3 840×2 160 解析度，其無壓縮數(shù)據(jù)率為6.22 Gbps[3]；而3D 電影電視點(diǎn)信號(hào)速率為上述點(diǎn)的兩倍即3D-Full-HD 為3.12 Gbps，3D-UHDTV 為12.44 Gbps。更有甚者，據(jù)國外媒體報(bào)道，日本準(zhǔn)備在2020 年使用8K 技術(shù)轉(zhuǎn)播奧運(yùn)會(huì)，聯(lián)合國旗下的國際電訊聯(lián)盟通過以日本NHK 電視臺(tái)所建議的7 680×4 320 解析度作為國際8K 超高畫質(zhì)電視(SHV)標(biāo)準(zhǔn)[4]，其位寬為12 bit，幀數(shù)為120幀/秒，即分辨率為143.32 Gbps。如此高速率的百吉比特?cái)?shù)據(jù)傳輸目前主要依賴于光纖通信，但在一些臨時(shí)的需要移動(dòng)的場(chǎng)合，光纖通信就不太能勝任。例如：體育賽事的高清直播，攝像機(jī)的位置需要不停地隨著運(yùn)動(dòng)員而發(fā)生變動(dòng)，因而需要實(shí)現(xiàn)從攝像機(jī)到電視制作中心的高速視頻信號(hào)機(jī)動(dòng)傳送。這樣的應(yīng)用場(chǎng)合很難做到臨時(shí)鋪設(shè)光纖線路，而傳統(tǒng)的微波點(diǎn)對(duì)點(diǎn)通信設(shè)備又不能支持幾吉比特每秒甚至上百吉比特每秒的數(shù)據(jù)傳輸速率。文中介紹了中國電子科技集團(tuán)公司第三十八研究所博微太赫茲信息科技有限公司太赫茲通信研究小組進(jìn)行的220 GHz 太赫茲高速無線通信系統(tǒng)中核心模塊和主要仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

1 太赫茲高速無線通信收發(fā)系統(tǒng)方案設(shè)計(jì)

1.1 射頻鏈路方案設(shè)計(jì)

發(fā)射機(jī)與接收機(jī)射頻前端示意圖如圖1 所示，該固態(tài)電子學(xué)太赫茲通信收發(fā)系統(tǒng)基于固態(tài)半導(dǎo)體器件，采用“低頻段調(diào)制解調(diào)+二次混頻+放大”的太赫茲高速信息單工傳輸技術(shù)路線。該技術(shù)路線有別于直接檢測(cè)的方式，無需混頻濾波的OOK、ASK 太赫茲通信系統(tǒng)[5-6]，采用先進(jìn)的固態(tài)電子學(xué)器件和數(shù)字通信體制，顯著地增加了頻譜利用率，更易于微波鏈路功率級(jí)聯(lián)。

圖1 發(fā)射機(jī)與接收機(jī)射頻前端示意圖

220 GHz 太赫茲高速通信系統(tǒng)收發(fā)射頻鏈路包括發(fā)射射頻單元和接收射頻單元。發(fā)射射頻單元由中頻上變頻模塊、太赫茲波段混頻器模塊、太赫茲波段濾波器、太赫茲波段功放模塊、時(shí)鐘模塊、頻率源模塊和倍頻模塊組成。接收射頻單元由太赫茲波段濾波器、太赫茲波段低噪放模塊、太赫茲波段混頻器模塊、中頻下變頻模塊、時(shí)鐘模塊、頻率源模塊和倍頻模塊組成。發(fā)射射頻單元將發(fā)射信號(hào)處理單元輸出的中頻信號(hào)經(jīng)過兩次上變頻后，成為太赫茲信號(hào)，并進(jìn)行功率放大，經(jīng)過太赫茲波段濾波器濾波。接收射頻單元將經(jīng)過太赫茲波段濾波器帶通濾波之后的太赫茲信號(hào)放大，并經(jīng)過兩次下變頻，成為中頻信號(hào)，然后將中頻信號(hào)送入接收信號(hào)處理單元中。發(fā)射射頻單元和接收射頻單元的頻率源模塊和倍頻鏈路模塊完全相同，用于給混頻器提供高低本振信號(hào)。發(fā)射射頻單元具有功率控制功能，增益調(diào)整范圍不小于30 dB。接收射頻單元具有功率控制功能，增益調(diào)制范圍不小于30 dB。

1.2 嵌入式硬件信號(hào)處理方案設(shè)計(jì)

如圖2 所示，在中頻發(fā)射單元中，將輸入的視頻原始比特流信息數(shù)據(jù)送入FPGA，經(jīng)過緩存后按照信息數(shù)據(jù)塊（IB）進(jìn)行M分路和并行處理，使其具有內(nèi)部生成測(cè)試序列選項(xiàng)。每路的每個(gè)數(shù)據(jù)塊插入傳輸幀頭（TS）并經(jīng)過擾碼后，發(fā)送到LDPC 編碼器；M路編碼后的數(shù)據(jù)發(fā)送到一個(gè)并行化的MQAM 調(diào)制映射與成型濾波模塊，生成并行的基帶調(diào)制數(shù)據(jù)，內(nèi)部設(shè)計(jì)加入白噪聲數(shù)據(jù)和生成單載波的選項(xiàng)，可用于設(shè)備自檢；然后經(jīng)過FPGA 的并行串口轉(zhuǎn)為高速接口，之前的功能模塊均在FPGA 上實(shí)現(xiàn)；FPGA 的高速接口將IQ 復(fù)數(shù)據(jù)送往中頻DAC 子板；中頻DAC 子板將IQ 基帶數(shù)據(jù)調(diào)諧到要求的中頻頻率，并轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)，并輸出低頻段的信號(hào)。

圖2 中頻發(fā)射與接收單元功能組成示意圖

在中頻接收單元中，輸入的低頻段信號(hào)首先進(jìn)入ADC 子板，經(jīng)過中頻正交變頻采樣模塊，將中頻信號(hào)變換為IQ 正交的基帶信號(hào)，并完成IQ 采樣；采樣后的IQ 基帶信號(hào)進(jìn)入FPGA，經(jīng)過并行化的成型濾波、幀頭捕獲、信道均衡、時(shí)鐘同步和載波同步處理，恢復(fù)符號(hào)數(shù)據(jù)；然后再將恢復(fù)的符號(hào)數(shù)據(jù)送入N路的LDPC譯碼解擾器，恢復(fù)出信息數(shù)據(jù)塊(IB)；然后經(jīng)過數(shù)據(jù)合路模塊，輸出原始視頻比特流、信息流到顯示器；同時(shí)可存儲(chǔ)一段接收的信息樣本，用于自檢測(cè)試。

中頻接收單元采用中頻正交下變頻方案，主要考慮降低ADC 的采樣率和高中頻采樣的要求，以便在進(jìn)口ADC 芯片受到禁運(yùn)時(shí)，采用國產(chǎn)射頻器件和ADC 芯片替代，當(dāng)然，由于國內(nèi)芯片工藝的限制，性能可能略有下降。中頻接收單元采用中頻直接采樣也是非常方便的，只需要選用一款合適采樣率的ADC芯片即可。同理，發(fā)端的高速DAC芯片受到禁運(yùn)時(shí)，中頻接收單元將提供可替代的中頻上變頻方案，便于采用國產(chǎn)射頻器件和DAC芯片替代。

2 太赫茲高速無線通信收發(fā)系統(tǒng)關(guān)鍵技術(shù)及仿真結(jié)果

2.1 定時(shí)同步實(shí)驗(yàn)結(jié)果

該系統(tǒng)采用Gardner 算法來實(shí)現(xiàn)定時(shí)同步，Gardner 算法的核心思想在于對(duì)接收的有符號(hào)偏差的采樣信號(hào)進(jìn)行低通濾波，恢復(fù)成連續(xù)信號(hào)，然后進(jìn)行重采樣[7]。Gardner 算法是一種高效的定時(shí)同步算法，每個(gè)符號(hào)只需要兩個(gè)采樣點(diǎn)即可進(jìn)行定時(shí)恢復(fù)[8]。文中給出了Gardner 定時(shí)同步算法的基本算法原理結(jié)構(gòu)圖，并采用Simulink 工具搭建定時(shí)同步環(huán)路，分別在雙精度浮點(diǎn)數(shù)和定點(diǎn)化條件下對(duì)定時(shí)同時(shí)算法的性能進(jìn)行仿真。

如圖3 所示，Gardner 環(huán)中的定時(shí)誤差監(jiān)測(cè)采用Gardner 算法，而插值器則采用基于NCO 和拉格朗日立方插值的任意因子插值器，環(huán)路濾波是較常見的二階環(huán)路。Gardner 定時(shí)誤差檢測(cè)算法有兩個(gè)特點(diǎn)：1）每個(gè)符號(hào)只需兩個(gè)采樣點(diǎn)，并以符號(hào)速率輸出誤差值[9]；2）該算法獨(dú)立于載波相位[10]。

圖3 Gardner環(huán)原理結(jié)構(gòu)框圖

該系統(tǒng)模型模擬了在采樣頻偏為0.01%時(shí)，兩倍采樣點(diǎn)的Gardener 在各種信噪比為4.8 dB 時(shí)的定時(shí)同步性能情況。系統(tǒng)為AWGN 信道，經(jīng)過下變頻后在基帶進(jìn)行處理。圖4 分別給出了下變頻后接收到的信號(hào)星座圖、定時(shí)同步后的星座圖，以及定時(shí)同步前后的眼圖比對(duì)。

圖4 定時(shí)同步前后星座圖及眼圖對(duì)比

2.2 載波同步實(shí)驗(yàn)結(jié)果

該系統(tǒng)采用面向判決的載波同步算法來實(shí)現(xiàn)載波同步。圖5 所示為載波恢復(fù)和NCO 結(jié)構(gòu)圖，其由相位檢測(cè)器和環(huán)路濾波器組成，NCO 由加法器、積分器和查找表組成。I、Q 兩路基帶信號(hào)由相位檢測(cè)器得到相位誤差信號(hào)，再經(jīng)環(huán)路濾波器得到所恢復(fù)的載波相位誤差，最后，經(jīng)NCO 即可恢復(fù)載波。

圖5 載波恢復(fù)和NCO結(jié)構(gòu)圖

濾波器是在檢相器和NCO 之間的一個(gè)低通濾波器，在環(huán)路中用來濾除檢相器輸出電壓中的高頻成分和抑制噪聲，并且還可以對(duì)環(huán)路的校正速度起到調(diào)節(jié)的作用，并取出電壓的低頻分量去控制NCO的輸出[11]。環(huán)路濾波器在Costas 環(huán)路中起著非常重要的作用，不僅有低通濾波的效果，更重要的是對(duì)環(huán)路性能起著決定性作用[12]。

由圖6 可見，在120 kHz 頻偏條件下，載波同步算法能正常進(jìn)行同步，星座圖收斂到基準(zhǔn)點(diǎn)周圍，環(huán)路濾波器的輸出在0 值附近波動(dòng)（鎖定跟蹤過程）。

圖6 載波同步前后星座圖對(duì)比（浮點(diǎn)）

2.3 信道糾錯(cuò)碼仿真

為了降低傳輸過程中的誤碼率、增強(qiáng)糾錯(cuò)能力，系統(tǒng)設(shè)計(jì)使用了LDPC 編碼。同時(shí)，為了簡(jiǎn)化編解碼模塊的實(shí)現(xiàn)，系統(tǒng)使用了QC-LDPC 碼。

因?yàn)樘掌澑咚偻ㄐ畔到y(tǒng)通信速率高于5G 系統(tǒng)10 倍以上，實(shí)際采用了并行結(jié)構(gòu)，并行LDPC 編碼器由控制器、運(yùn)算器、指令存儲(chǔ)器、校驗(yàn)矩陣存儲(chǔ)器和數(shù)據(jù)寄存器堆5 個(gè)部分組成?？刂破骱瓦\(yùn)算器是核心單元，其中控制器是編碼器運(yùn)行時(shí)序的控制單元，它生成各個(gè)單元的控制信號(hào)，在它的協(xié)調(diào)下各單元可以按既定時(shí)序完成操作。運(yùn)算器完成編碼器所需的各種運(yùn)算操作，包括矩陣向量乘法、向量模求和以及進(jìn)行高斯消去的運(yùn)算。此外，并行結(jié)構(gòu)還包括用來存儲(chǔ)運(yùn)算指令的指令存儲(chǔ)器，用于存儲(chǔ)校驗(yàn)矩陣信息的校驗(yàn)矩陣存儲(chǔ)器，以及存儲(chǔ)中間運(yùn)算結(jié)果的數(shù)據(jù)寄存器堆。

由于RU 算法是并行實(shí)現(xiàn)算法，其并行度等于QC 矩陣的b（這里是128）[13]，所以只需要800 個(gè)并行時(shí)鐘周期就可以完成LDPC(15360,11520)碼的編碼，待編碼碼流需經(jīng)過16 到128 位的并并轉(zhuǎn)換后按順序輸入到RAM0 和RAM1，當(dāng)RAM0 編碼時(shí)，RAM1 緩存；當(dāng)RAM1 編碼時(shí)，RAM0 緩存。LDPC 編碼器將數(shù)據(jù)編完后同樣按順序送到數(shù)據(jù)RAM3 和RAM4，RAM3 和RAM4 的數(shù)據(jù)再經(jīng)過合路器編成16 bit的并行已編碼碼流[14]。

編碼總延時(shí)主要包括串并轉(zhuǎn)換的延時(shí)、LDPC編碼延時(shí)、并串轉(zhuǎn)換延時(shí)[15]，上述每一項(xiàng)的最大延時(shí)均不超過16 個(gè)IB 長(zhǎng)度，所以系統(tǒng)的總編碼延時(shí)不大于0.5 ms。

相比常見的BPSK 通信系統(tǒng)，該系統(tǒng)由于采用了16QAM 的高階調(diào)制方式，因此，符號(hào)軟信息在進(jìn)入譯碼器之前需要進(jìn)行符號(hào)到比特的LLR 信息映射，采用式（1）進(jìn)行映射[16]：

將符號(hào)信息映射成比特LLR 信息后，進(jìn)行LDPC譯碼迭代算法仿真，圖7 為16QAM+4/5LDPC 的誤比特曲線。

圖7 16QAM+4/5LDPC誤比特曲線

由圖7 可知，當(dāng)BER=1×10-6時(shí)，迭代次數(shù)采用符合FPGA 實(shí)際情況的17 次，16QAM+4/5LDPC 的Eb/N0門限約為6.8 dB，對(duì)比無編碼情況下的編碼增益為14.5-6.8=7.7 dB；當(dāng)BER=1×10-4時(shí)，16QAM+4/5LDPC 的Eb/N0門限約為6.5 dB，對(duì)比無編碼情況下的編碼增益為12.2-6.5=5.7 dB，有較好的編碼增益。傳統(tǒng)的高清電視轉(zhuǎn)播一般誤碼率為1×10-6，而該系統(tǒng)誤碼率可達(dá)1×10-8。

3 結(jié)論

通過論證太赫茲頻段高速無線通信系統(tǒng)方案，研究適應(yīng)于高清視頻傳輸?shù)奶掌濇溌芳案咚贁?shù)字處理嵌入式硬件系統(tǒng)。研究成果總結(jié)了一種“低頻段調(diào)制解調(diào)+二次混頻+放大”的220 GHz 太赫茲高速信息單工傳輸技術(shù)路線，其可以滿足10 Gbps 的通信需求，解決了高速通信中LDPC 在FPGA 并行化處理的問題，并通過仿真驗(yàn)證其編碼增益在BER=1×10-6時(shí)為5.7 dB，優(yōu)于傳統(tǒng)系統(tǒng)。且電視轉(zhuǎn)播一般誤碼率為1×10-6，而該系統(tǒng)誤碼率可達(dá)1×10-8，為未來星間無線通信、衛(wèi)星通信無壓縮直播工程的實(shí)現(xiàn)進(jìn)行了地面模擬與技術(shù)驗(yàn)證。