藍興盛，沈 昂，汪 超，王邦興

（上?？臻g電源研究所，上海 200245）

近年來，新型太空探測任務(wù)在國內(nèi)外受到高度關(guān)注，離子微推進技術(shù)憑借其推力器可工作時間長、推力輸出精準、體積重量小等特點被認為是太空探測任務(wù)中最先進、最有效的技術(shù)途徑[1-3]。屏柵電源占離子推力器電源處理單元（Power Processing Unit,PPU）功率的80%以上，是整個PPU研究設(shè)計的核心[4]。

在離子電推進技術(shù)發(fā)展之初，為了克服傳統(tǒng)化學(xué)推進質(zhì)量大、總沖量小的缺點，國內(nèi)外以屏柵電源的拓撲結(jié)構(gòu)為主要研究對象，以長壽命、高效率、輕質(zhì)量為目標研制出了適用于不同應(yīng)用場合的屏柵電源。

1 目前國內(nèi)外屏柵電源技術(shù)特點

現(xiàn)階段國內(nèi)外流行的屏柵電源拓撲結(jié)構(gòu)主要分為移向/PWM 雙全橋變換器拓撲、全橋LC 串聯(lián)諧振電路拓撲和移向軟開關(guān)技術(shù)。其中，移向/PWM雙全橋變換器拓撲[5]根據(jù)輸出電壓反饋加入滯環(huán)比較器，對兩種控制方式進行切換，使屏柵電源可以寬范圍調(diào)節(jié)輸出電壓。當?shù)碗妷狠敵鰰r，PWM控制方式下變換器在硬開關(guān)模式下運行，效率低下，并且質(zhì)量體積較大，適用于大功率輸出的離子推力器。

LC 串聯(lián)諧振電路拓撲，諧振電容Cr與諧振電感Lr構(gòu)成串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)[6]。逆變器輸出電壓加入諧振網(wǎng)絡(luò)，得到近似正弦波電流，流入高頻變壓器中，因此，變壓器上的渦流損耗大幅降低。其不足之處在于高頻變壓器的電流與逆變電路的電流一致，開關(guān)管承受了較大的電流應(yīng)力。另外，單諧振網(wǎng)絡(luò)要實現(xiàn)輸出功率變化存在困難。同時，諧振網(wǎng)絡(luò)引入的電感、電容等元件會增加電源的整體質(zhì)量和體積。

移向軟開關(guān)技術(shù)，即通過復(fù)位原邊進行電流續(xù)流，從而使滯后橋臂開關(guān)管在零電流關(guān)斷狀態(tài)下工作。該拓撲可以減少開關(guān)損耗，提升效率，抗電磁干擾（EMI）特性良好。但該電源采用4 個單模塊串聯(lián)輸出1 360 V 電壓，外加一個模塊的冗余設(shè)計，存在單模塊輸出電壓偏低、電源整體質(zhì)量和體積偏大的問題[7]。

以上3 個屏柵電源結(jié)構(gòu)都不能滿足未來宇航推進系統(tǒng)小型化、高效化的要求，為此，文中采用LLC諧振和倍壓整流技術(shù)，提高屏柵電源的功率密度比，從而滿足未來新一代小功率微推進屏柵電源的需求。

2 新型離子微推屏柵電源的拓撲結(jié)構(gòu)和工作原理

文中的屏柵電源具有高效率、小型化、輕量化的優(yōu)點。屏柵電源結(jié)構(gòu)框圖如圖1 所示，其主要由母線濾波電路、主功率電路、反饋控制與保護電路以及輔助源電路組成。

圖1 屏柵電源結(jié)構(gòu)組成框圖

2.1 主電路拓撲結(jié)構(gòu)

如圖2 所示，Buck 與推挽LLC 諧振電路級聯(lián)[8]構(gòu)成了屏柵電源的主電路，副邊采用倍壓整流方式實現(xiàn)高電壓輸出。采用級聯(lián)式隔離DC/DC 變換器可以對每一級進行單獨調(diào)節(jié)控制，容易實現(xiàn)變換器的設(shè)計優(yōu)化。此外，由于輸入、輸出電壓相差懸殊，級聯(lián)電路有利于避免變壓器因原副邊匝比過大、耦合不佳導(dǎo)致漏感大的問題，有利于對變壓器的設(shè)計，提高變換器效率。倍壓整流電路可以通過電容疊加輸出較高的電壓，同時減小輸出電壓紋波。

圖2 屏柵電源主電路結(jié)構(gòu)

2.2 工作原理

為簡化分析，現(xiàn)假定電路已進入穩(wěn)態(tài)，將前級Buck 電路輸出的VBuck看作直流電壓源，輸出端串聯(lián)大電容，故將其看作恒壓源，對倍壓整流電路簡化后得到等效電路[9],如圖3 所示。

圖3 簡化等效電路

該推挽變換器在一個開關(guān)周期內(nèi)可分為4 個模態(tài)，上、下兩個半周期類似。主要工作波形以及各工作模態(tài)原理分析如圖4 所示，其中Vgs3、Vgs4為推挽變換器MOS 管門極驅(qū)動信號，ir為諧振電流，im為流過電 感Lm的電流，VCr為諧振電容電壓，IQ為MOS 管電流，ID為整流二極管電流。

圖4 主要工作原理波形

模態(tài)1(t0～t1)：t0時刻，原邊上管Q1開通，副邊Lr、Cr組成諧振腔，諧振電流ir開始正弦上升，由于輸出電壓鉗位電感Lm、電感電流im線性上升，二極管D1導(dǎo)通。模態(tài)1 的電路差分方程如下：

模態(tài)2(t1～t2)：t1時刻，諧振電流ir下降至ir=im，流過二極管的電流為0，D1實現(xiàn)零電流關(guān)斷。此時電感Lm脫離輸出電壓鉗位，與Lr、Cr共同組成諧振電路。同時，在t1時刻變壓器原邊Q1關(guān)斷，原邊電流通過MOS 管的輸出電容續(xù)流，其中，電容Coss1充電，Coss2放電，直至VCoss1電壓達到2VBuck，同時VCoss2為0，此階段結(jié)束。模態(tài)2 的電路差分方程如下：

模態(tài)3(t2-t3)：t2時刻，Q2兩端電壓被Coss2鉗位，實現(xiàn)零電壓開通，此階段工作原理與模態(tài)1 類似。

模態(tài)4(t3-t4)：此階段與模態(tài)2 類似。

3 主電路參數(shù)設(shè)計

級聯(lián)電路各級解耦后可以分別對每一級電路參數(shù)進行優(yōu)化設(shè)計，文中分別對前級Buck 電路和后級推挽諧振電路進行了設(shè)計。

3.1 Buck同步整流電路設(shè)計

為了減小Buck 輸出電壓穩(wěn)態(tài)誤差，提升電路抗干擾能力，控制電路采用外加補償網(wǎng)絡(luò)的電壓反饋PWM 控制方式。輸入母線電壓Vin=28 V，開關(guān)頻率100 kHz，設(shè)占空比為50%；根據(jù)滿載輸出功率，Buck 電路等效負載約為5 Ω，輸出電壓紋波不大于50 mV，則濾波電感為：

通過小信號建模得到Buck 變換器原始回路增益函數(shù)Go(s)：

其中，Vref=1.215 V 為控制芯片LM5116 的基準電壓，Vm=2.5 V 是PWM 調(diào)制器鋸齒波幅值。原始回路增益函數(shù)Go(s)為包含兩個極點的二階系統(tǒng)，相位裕度和增益裕度不能滿足系統(tǒng)穩(wěn)定性和動態(tài)特性的要求[10]，需要設(shè)計補償網(wǎng)絡(luò)。

根據(jù)一般設(shè)計規(guī)則，補償網(wǎng)絡(luò)需具有兩個零點和兩個極點，如圖5 所示。

圖5 補償網(wǎng)絡(luò)

加入補償網(wǎng)絡(luò)Gc(s)后，回路函數(shù)的增益交越頻率fg等于fsw的1/5，即：

補償網(wǎng)絡(luò)零點設(shè)置為Go(s)極點頻率的1/2，即：

為了減小輸出高頻開關(guān)紋波，Gc(s)的兩個極點設(shè)置為：

最后求出補償網(wǎng)絡(luò)的阻容值。R1=13.76 kΩ，R2=10 kΩ，R3=282 Ω，C1=7.8 nF，C2=159 pF，C3=5.6 nF。

補償后回路函數(shù)幅頻特性和相頻特性的波特圖如圖6 所示。幅頻特性在20 kHz 處以-20 dB/dec 斜率通過0 dB，相位裕度為56.7°，提高了系統(tǒng)動靜態(tài)特性。

圖6 補償后系統(tǒng)波特圖

為了防止開關(guān)管和整流MOS 管直通，產(chǎn)生電壓和電流尖峰增加損耗[11-12]，死區(qū)時間設(shè)置為：

其中，toff為MOS 管關(guān)斷時間，Coss為MOS 管輸出電容，I為輸出電流，通過查閱數(shù)據(jù)手冊得：toff=46 ns，ω=2πfsw。

3.2 諧振參數(shù)設(shè)計

為了讓推挽LLC 諧振變換器在完全諧振狀態(tài)下工作，實現(xiàn)原邊開關(guān)管零電壓開通，副邊整流二極管零電流關(guān)斷。令串聯(lián)諧振頻率fr=fsw，此時輸入電壓全部加在負載上，諧振網(wǎng)絡(luò)增益為1[13]。文中諧振變換器中諧振電容由倍壓整流電路的電容等效而來，通過仿真及實驗測得Cr=20.3 nF。

由式（16）得，Lr=500 μH，又由Lm=kLr，取k=3，得Lm=1.5 mH。

3.3 倍壓整流電路設(shè)計

倍壓整流電路適用于輸出高電壓小電流的場合，其原理是通過電容和二極管整流充放電形成“電容泵”使輸出電壓疊加至2n倍的輸入電壓。采用倍壓整流電路可有效減少變壓器匝比，降低變壓器設(shè)計難度，同時通過調(diào)節(jié)電容大小使輸出紋波符合指標要求。

對稱式沃爾頓2n倍壓整流電路的輸出電壓紋波與電壓降和工作頻率和電容成反比，與負載電流成正比，關(guān)系如下式所示[14-15]。

根據(jù)經(jīng)驗，電容配置用1 000 pF/μA，變換器滿載輸出電流I=30 mA，故電容值選用30 μF。n為2 倍壓的級數(shù)，n取6，f=50 kHz。在不考慮變壓器損耗以及二極管導(dǎo)通壓降等理想情況下，將數(shù)據(jù)代入式（17）、式（18）得，Vripple=0.03 V,ΔV=0.91 V。

4 仿真分析與實驗結(jié)果

文中提出的Buck-推挽LLC 諧振級聯(lián)電路拓撲利用Saber 搭建仿真電路[16]，如圖7 所示。

圖7 仿真電路模型

圖8 給出了Saber 的主要工作波形。圖8(a)為Buck 同步整流MOS 管門極驅(qū)動信號Vgs2、Vds2、ids2，可以看出同步整流通過死區(qū)時間控制有效減小了反向?qū)娏?，減少了損耗；圖8(b)為LLC 諧振網(wǎng)絡(luò)的工作波形；圖8(c)表明了推挽電路MOS 管ZVS 的特性，可以看到MOS 管開通前Vds3已經(jīng)下降到0；圖8(d)說明了諧振網(wǎng)絡(luò)與整流電路的關(guān)系，副邊二極管實現(xiàn)了ZCS 零電流關(guān)斷。

圖8 Saber仿真波形

原理樣機如圖9 所示，實驗參數(shù)：輸入電壓為26～30 V，滿載功率為54 W，通過下位機發(fā)出指令改變PWM 占空比，調(diào)節(jié)輸出電壓從800 V 到1 800 V 線性變化。圖10 所示為滿載1 800 V 輸出時電壓紋波大小，可以看到輸出紋波峰值僅8.3 V，小于輸出電壓的1%，滿足設(shè)計指標要求。圖11 所示為屏柵電源不同輸出功率下的實際效率，最高效率可達95%。

圖9 屏柵電源系統(tǒng)原理樣機

圖10 輸出電壓紋波

圖11 屏柵電源工作效率

5 結(jié)論

文中設(shè)計的屏柵電源采用同步整流Buck 與推挽LLC 諧振電路級聯(lián)，有效提升了屏柵電源效率。對稱式倍壓整流電路降低了變壓器設(shè)計難度，實驗證明，其可以有效減小輸出電壓紋波，適用于要求輸出的高電壓，負載較輕的離子微推進器。最后，該新型屏柵電源順利通過地面聯(lián)試，驗證了微推進技術(shù)的可行性，具有良好的實際應(yīng)用價值。