左順文，蘇晉濤，宋仕濤

（南京郵電大學自動化人工智能學院，江蘇南京，210023）

0 引言

雙向DC/DC變換器是一種能實現(xiàn)直流電能雙向流動，同時維持變換器兩端的直流電壓極性不變的裝置[1]。其基本原理是通過由三角波調制的PWM波控制功率開關（MOSFET，場效應管等）進行高頻開斷，構成Buck/Boost斬波電路，將輸入的電能貯存在電容、電感等儲能元件中。當開關斷開時，電容或電感中的能量被釋放，為負載電機提供能量。其主要應用于混合動力汽車、新能源發(fā)電、直流不間斷供電、分布式發(fā)電系統(tǒng)等領域[2]。在電動汽車行駛過程中，由于其速度頻繁變化，導致蓄電池電壓的波動范圍較大，不適合采用此電壓直接驅動直流電機。利用雙向DC/DC變換器的閉環(huán)控制，能實時調整電動汽車逆變器直流一側的電壓與電機轉速相適應，從而減小電機電流的紋波，改善電機的驅動性能。當汽車制動時，能量還可通過變換器反向流動至蓄電池，對蓄電池進行充電，實現(xiàn)能量的重復利用。

本文的主要工作是介紹雙向半橋式DC/DC變換器的兩種工作模式，根據設計指標計算電路各元件參數，在Matlab/Simulink中對兩種工作模式進行模擬仿真，在此基礎上搭建樣機進行測試研究。

1 電路結構與工作原理

1.1 變換器的拓撲結構

雙向半橋式DC/DC變換器的拓撲結構如圖1所示。電路由Buck、Boost斬波電路組合而成。其中功率開關1V和2V以互補方式工作。當電動汽車處于正常行駛狀態(tài)時，蓄電池向電動機供電，雙向DC/DC變換器成為Boost變換器，蓄電池的電壓被升高以提供給逆變器一個穩(wěn)定的直流電壓，逆變器將DC轉為AC從而驅動交流電機;當電動汽車剎車時，電機的轉子速度超過電機同步磁場的旋轉速度，轉子繞組所產生的電磁轉矩的旋轉方向和轉子的旋轉方向相反，電動機處在再生制動狀態(tài)[3]。此時電動機發(fā)電，雙向DC/DC變換器成為Buck變換器，能量反向流動，逆變器一側的直流電壓被降低，從而對蓄電池進行安全充電。此種結構無電氣隔離，元件數量較少，體積小，控制方式簡單。

圖1 雙向半橋式DC/DC變換器

1.2 正向Boost工作模式

正向Boost工作模式如圖2所示。此時U1為輸入端，U2為輸出端，能量由U1一側向U2一側流動，變換器工作在Boost升壓模式。1V關斷，2V由恒定頻率的PWM波驅動。如圖2(a)所示，2V導通時，電池組電壓U1加到電感L上，能量以磁場能的形式貯存在電感中，電流從右向左流動[4]。如圖2(b)所示，2V關斷時，因為電感電流無法突變，1V的寄生二極管V1D導通。隨著電流沿V1D流動，蓄電池和電感L向直流母線供能，電容C2充電，電感L釋放能量[5]。調整2V的占空比可改變U2的大小。

圖2 正向Boost工作模式

1.3 反向Buck工作模式

反向Buck工作模式如圖3所示。此時U2為輸入端，U1為輸出端，能量由U2一側向U1一側流動，變換器工作在Buck降壓模式。V2關斷，V1由恒定頻率的PWM波驅動。如圖3(a)所示，1V導通時，U2加到V2D、電感L和電容1C上，所以V2D截止，電機制動時產生的電能轉化為磁場能貯存在電感中，電流從左向右流動，同時對蓄電池充電。如圖3(b)所示，1V關斷時，因為電感電流無法突變，2V的寄生二極管V2D導通，加在L上的電壓變?yōu)?U1，iL線性減小，電感的能量被釋放，能量向U1轉移。

圖3 反向Buck工作模式

2 變換器的設計要求和元件參數計算

2.1 設計要求

樣機采用五節(jié)I8650型鋰離子電池作為充放電電池，30Ω電阻作為負載，通過外接直流穩(wěn)壓電源調整負載兩端的電壓。系統(tǒng)實時監(jiān)測負載兩端的電壓，并自動切換工作模式，保持輸出電壓的相對穩(wěn)定。當外接直流電源電壓在32～38V范圍內變化時，保持負載兩端電壓穩(wěn)定在30V，且雙向DC/DC變換電路能夠自動切換Boost/Buck狀態(tài)。當外接電壓＜35V時，電路處于正向Boost工作模式，蓄電池放電，模擬電動汽車正常行駛的狀態(tài)；當外接電壓＞35V時，電路處于反向Buck工作模式，蓄電池充電，模擬電機制動時能量回流的狀態(tài)。

系統(tǒng)部分參數如表1所示。

表1 系統(tǒng)部分參數

2.2 元件參數計算

(1)MOSFET開關頻率取20kHz。

(2)Boost電路工作在電流連續(xù)狀態(tài)，電感L由以下公式確定：

其中，Dmax2為最大占空比，取Uomax為最大輸出電壓，取30.5V；Iomax為最大輸出電流，取2A。可計算出電感L≥55.3Hμ。

Buck電路工作在電流連續(xù)狀態(tài)，電感L由以下公式確定：

其中，Uomax為最大輸出電壓，取18.5V(每節(jié)電池3.7V)；Dmax1為最大占空比，取18.5/24；常數k一般取0.05～1,這里取0.08；Iomax為最大輸出電流，取2A。可計算出電感L ≥ 0.67mH。

實際電感值可取2～3倍的臨界值，這里取L=1.5mH。

(3)電容1C可根據降壓模式下輸出紋波ΔUo的要求進行計算，公式為：

其中， ΔUo≤ 1V ，經計算，電容C1≥ 1.44μF。為了輸出更小的電壓紋波，可選取約10倍的臨界值，這里取C1= 10μF。

電容C2可根據升壓模式下輸出紋波ΔUo的要求進行計算，公式為：

其中， ΔUo≤ 1V ，經計算，電容C2≥ 0.39mF 。為了輸出更小的電壓紋波，可選取約10倍的臨界值[6]，這里取C2= 3mF。

3 Simulink仿真模擬

根據以上計算得到的元件參數，在Simulink中搭建雙向變換器的仿真模型如圖4所示。

圖4 仿真模型

Battery模塊設置為鋰電池，額定電壓18.5V，額定容量15A·H，初始充電狀態(tài)為50%。仿真步長設置為默認的可變自動步長(VariableStepAuto)。外接直流電源為一斜坡函數，從32V起線性增大至38V。仿真時間設置為10秒。

Subsystem子模塊為系統(tǒng)的控制模塊，模擬實際系統(tǒng)中的單片機。如圖5(a)所示。采用雙閉環(huán)結構：外環(huán)為電壓環(huán)，用以調整輸出電壓使之跟隨給定；內環(huán)為電流環(huán)，用以使電流的輸出快速跟隨輸入。電流內環(huán)采用P控制器，設置為10，滿足快速性的要求，電壓外環(huán)采用PI控制器，P設置為10000，I設置為1，滿足穩(wěn)定輸出的要求。三角載波的頻率為20kHz，幅值為30V。

圖5 Subsystem子模塊

圖6 (a)～圖6(c)分別是外接直流電源電壓取32、35、38V時，負載兩端的電壓穩(wěn)定時的波形。可見基本穩(wěn)定在30V左右。

圖6 負載兩端電壓波形

4 雙向DC/DC變換器的系統(tǒng)結構

在理論分析和模擬仿真的基礎上設計了一臺以STC12C5A60S2單片機為控制核心的數控雙向DC/DC變換器系統(tǒng)。STC12C5A60S2/AD/PWM系列單片機是STC生產的單時鐘/機器周期(1T)的單片機，是高速/低功耗/超強抗干擾的新一代8051單片機，指令代碼完全兼容傳統(tǒng)8051,但速度快8-12倍，內部集成MAX810專用復位電路，2路PWM，8路高速10位A/D轉換(250K/S，即25萬次/秒)，針對電機控制，強干擾場合[7]。

系統(tǒng)結構圖如圖7所示。

圖7 系統(tǒng)結構圖

系統(tǒng)主要由雙向DC/DC變換器電路、蓄電池、負載、外接直流電源、采樣電路、半橋驅動電路、控制核心（單片機）、顯示電路和輔助電源組成。采樣電路分為電壓采樣和電流采樣。2512/2w的精密采樣電阻接在蓄電池和地之間，用以采集母線電流。電壓采樣由OP07A芯片構成差分放大電路，目的是將母線電流采樣電阻得到的信號轉換成電壓信號并進行放大處理。蓄電池和直流電源輸入兩側的電壓采樣較為簡單，由分壓電阻分壓和電容濾波后直接送至單片機的P1.2和P1.0口。由于單片機的驅動能力不足，故半橋驅動電路采用IR2104芯片驅動兩個80NF70場效應管。顯示電路使用1602液晶實時顯示電壓和電流參數。輔助電源由DC-005直流電源轉接板模塊、LM7805三端穩(wěn)壓模塊和ICL7662負電源產生電路構成，將市電轉換成5V、12V、-12V等電壓，給整個系統(tǒng)供電。

綜上，本系統(tǒng)采用STC12C5A60S2單片機作為控制核心，其發(fā)生20kHz的PWM波控制自帶死區(qū)的IR2104芯片驅動MOSFET，從而控制整個雙向DC/DC變換器電路的工作狀態(tài)。電壓和電流檢測電路采集變換器兩側的電壓和電流反饋給單片機內部的模數轉換器，實時調整PWM波的占空比。

5 系統(tǒng)軟件設計

系統(tǒng)軟件主要分為主程序、按鍵程序和ADC中斷程序。

主程序包括初始化程序和電壓電流循環(huán)檢測兩部分。初始化程序由端口功能設置、PWM初始化、ADC初始化和液晶初始化等部分組成。初始化完成后進入電壓電流循環(huán)檢測，檢測按鍵設置的功能狀態(tài)，計算并顯示輸入電壓、輸出電壓和輸出電流。為了提高顯示精度，采集這些數據時一次采集大量數據并求取平均值，即平均濾波算法。

按鍵程序中，四個按鍵分別控制放電功能的開啟/關閉、電池充電/不充電、輸出電流增大和輸出電流減小。其中電池的充電與否是通過控制IR2104的使能進而控制Buck電路的工作與否實現(xiàn)的。按鍵還帶有延時防抖動，提高了控制精度。

ADC中斷程序中，執(zhí)行ADC采集并做電壓和電流的調整。采用通道輪流詢問的方法檢測輸入電壓，輸出電壓，輸出電流這3個數據。

6 系統(tǒng)測試

6.1 實物圖片

系統(tǒng)由萬用板手工焊接，如圖8所示。

圖8 系統(tǒng)實物圖

6.2 測試結果

雙向半橋DC/DC變換器樣機測試電路如圖9所示。

圖9 測試電路

測試前將蓄電池和30Ω負載電阻接入電路。外接直流電源接在負載和5Ω電阻兩端。外接直流電源電壓在32～38V范圍內變化。測量AB兩點之間即負載兩端的電壓。

測試11組數據，結果如表2所示。

表2 測試結果

負載兩端的電壓保持在30V左右，誤差小于1.13%。

7 結束語

針對電動汽車電池驅動性能較差，能量利用效率不高的問題，本文提出利用PWM波控制的雙向半橋DC/DC變換器穩(wěn)定逆變器一側的電壓，從而穩(wěn)定蓄電池的輸出，減小電機電流的紋波，改善驅動性能。樣機通過改變外接直流電源的大小來模擬電動汽車運行時電機的不同狀態(tài)，能實時顯示電壓電流等參數，便于調測。經過仿真模擬和實物測試后，效果良好，符合預期要求。