(西安郵電大學(xué)電子工程學(xué)院,陜西西安 710121)

帶隙基準(zhǔn)電壓源因具有較低溫度系數(shù)和較高電源抑制比的特點(diǎn),被廣泛用于DC-DC、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)以及低壓差線性穩(wěn)壓器(LDO)等數(shù)模混合集成電路中[1-2]。傳統(tǒng)的帶隙基準(zhǔn)電壓源是通過(guò)將雙極型晶體管具有負(fù)溫度系數(shù)的基極-發(fā)射極電壓(VBE)與正溫度系數(shù)(PTAT)的電壓(ΔVBE)以適當(dāng)?shù)臋?quán)重相加,從而得到零溫度系數(shù)的輸出電壓值。然而,傳統(tǒng)的帶隙基準(zhǔn)電壓源僅對(duì)溫度特性曲線進(jìn)行一階補(bǔ)償,難以滿(mǎn)足現(xiàn)代高精度系統(tǒng)的要求。為了得到低溫漂的基準(zhǔn)電壓源,需要進(jìn)行高階補(bǔ)償[3-5]。對(duì)此,許多文獻(xiàn)提出了不同的補(bǔ)償方法來(lái)降低溫度系數(shù)。文獻(xiàn)[6]采用分段補(bǔ)償技術(shù),通過(guò)在電路中加入兩個(gè)不同的曲率補(bǔ)償電路,在低溫段和高溫段分別實(shí)現(xiàn)對(duì)基準(zhǔn)電壓的曲率補(bǔ)償,但這種電路較復(fù)雜,且電源抑制比(PSRR)較低;文獻(xiàn)[7]利用MOS 管工作在亞閾值區(qū)時(shí)漏電流和柵源電壓的非線性特性,通過(guò)引入與基準(zhǔn)電壓溫度系數(shù)成相反趨勢(shì)的高階補(bǔ)償電流對(duì)基準(zhǔn)電壓進(jìn)行曲率補(bǔ)償;雖然文獻(xiàn)[7]在寬溫度范圍內(nèi)降低了溫度系數(shù),但是由于使用了較多的三極管,導(dǎo)致占用的面積較大。

本文設(shè)計(jì)的帶隙基準(zhǔn)電壓源基于Brokaw 基本結(jié)構(gòu),利用PN 結(jié)的反向飽和電流隨溫度敏感變化的原理,在高溫段進(jìn)行了曲率補(bǔ)償,使其在-40～+150 ℃的寬溫度范圍內(nèi)表現(xiàn)出5.82×10-6/℃的低溫漂特性。

1 傳統(tǒng)Brokaw 型帶隙基準(zhǔn)電壓源

圖1 是傳統(tǒng)的Brokaw 型帶隙基準(zhǔn)結(jié)構(gòu)。圖中,運(yùn)算放大器的輸出端與Q1、Q2的基極相連,為Q1、Q2提供基極電流。由于運(yùn)算放大器的電壓鉗位作用使得電阻R3和R4上的電壓降相等,若R3=R4,則流過(guò)R3和R4兩條支路的電流相等,此時(shí)三極管Q1和Q2的基極-發(fā)射極電壓差為:

于是流過(guò)電阻R1的電流為:

則流過(guò)電阻R2的電流為2I。該電流作用在R2上,可以產(chǎn)生一個(gè)具有正溫度系數(shù)的電壓,將該電壓與Q2的基極-發(fā)射極電壓VBE相加,便可得到輸出電壓VREF的表達(dá)式為:

通過(guò)改變R1、R2的大小,可以獲得一個(gè)與溫度無(wú)關(guān)的基準(zhǔn)電壓。

由文獻(xiàn)[8]可知,三極管的基極-發(fā)射極電壓VBE隨溫度變化并不是線性的,它可以表示為[9]:

式中:T為熱力學(xué)溫度;T0是參考溫度;VG0是在溫度為T(mén)0時(shí)的發(fā)射結(jié)電壓;η是與工藝有關(guān)但與溫度無(wú)關(guān)的常數(shù);α的值與集電極電流IC的溫度特性有關(guān)(當(dāng)IC與溫度成正比時(shí),α=0;當(dāng)IC與溫度無(wú)關(guān)時(shí),α=1)。

圖1 傳統(tǒng)Brokaw 型帶隙基準(zhǔn)電壓源Fig.1 Conventional Brokaw-type bandgap voltage reference

式(4)中的VTln(T/T0)體現(xiàn)出非線性項(xiàng),式(3)只能實(shí)現(xiàn)一階溫度補(bǔ)償,獲得近似零溫度系數(shù)的基準(zhǔn)電壓。因此,要得到高精度的基準(zhǔn)輸出電壓,必須對(duì)VBE的非線性分量進(jìn)行高階補(bǔ)償。

2 寬溫度范圍高精度基準(zhǔn)電壓源設(shè)計(jì)

本文設(shè)計(jì)的寬溫度范圍高精度基準(zhǔn)電壓源整體電路如圖2 所示,包含啟動(dòng)電路、偏置電路、帶隙基準(zhǔn)核心電路和曲率補(bǔ)償電路。

2.1 帶隙基準(zhǔn)核心電路

圖2 中的Q3、Q4和R5～R9以及運(yùn)算放大器(M16～M23)組成一階帶隙基準(zhǔn)電壓源。其中,Q3和Q4發(fā)射極結(jié)面積之比為1 ∶8,R5=R6。利用運(yùn)放的“虛短”特性,鉗位A 點(diǎn)和B 點(diǎn)電壓,使得VA=VB。假設(shè)Q3和Q4的集電極電流為I1,則:

由KCL 有流過(guò)R9和Rtrim的電流為2I1,所以有:

因此Q3基極電壓為:

于是帶隙基準(zhǔn)電壓可表示為:

然后通過(guò)電阻升壓網(wǎng)絡(luò)可得到基準(zhǔn)輸出電壓VOUT:

為了產(chǎn)生零溫度系數(shù)的帶隙基準(zhǔn)電壓,對(duì)VOUT關(guān)于溫度T求偏導(dǎo),即:

由式(10)可看出,通過(guò)調(diào)節(jié)電阻R3、R4、R8和R9的比值即可得到理想的零溫度系數(shù)的基準(zhǔn)輸出電壓VOUT,然后通過(guò)分壓網(wǎng)絡(luò)可得到多個(gè)零溫度系數(shù)電壓值,分別為電路中需要的模塊提供參考。其中,Rtrim的作用是為了解決實(shí)際生產(chǎn)中的偏差失配問(wèn)題加入的修調(diào)電阻,減少誤差。

式(9)是在理想條件下得到的基準(zhǔn)輸出電壓值。圖2中,由于三極管Q3、Q4存在來(lái)自于R3的基極電流,這就導(dǎo)致R3和R4上的電流不一致,使VOUT在VREF的基礎(chǔ)上產(chǎn)生一定的溫差,并且精度、電源抑制比等參數(shù)也會(huì)受到影響[10]。因此,式(9)的表述并不準(zhǔn)確,本文通過(guò)在Q3、Q4的基極加入電阻R7來(lái)消除基極電流帶來(lái)的誤差[11]。首先假設(shè)三極管Q3和Q4的基極電流為Ib,則加入電阻R7后帶隙基準(zhǔn)電壓可表示為:

式(11)第二項(xiàng)多項(xiàng)式中Ib隨溫度變化,使得V′REF在VREF基礎(chǔ)上多了一個(gè)隨溫度變化的微小變量,從而導(dǎo)致基準(zhǔn)輸出電壓VOUT的溫度特性也發(fā)生了一定的變化。由于Q3和Q4從R3抽取了兩份基極電流,因此基準(zhǔn)輸出電壓可表示為:

圖2 寬溫度范圍高精度基準(zhǔn)電壓源整體電路Fig.2 The complete circuit diagram of the voltage reference with wide-temperature-range and high-precision

由式(11)可以看出,對(duì)于帶隙基準(zhǔn)電壓V′REF來(lái)講,即使加入了R7仍然可以通過(guò)調(diào)節(jié)R8和R9的比值來(lái)得到一個(gè)零溫度系數(shù)的基準(zhǔn)電壓。對(duì)于基準(zhǔn)輸出電壓V′OUT來(lái)講,通過(guò)調(diào)節(jié)的值,使之等于R3,即可將式(12)的后兩項(xiàng)消除,從而可得到R7的值為:

2.2 曲率補(bǔ)償電路

曲率補(bǔ)償電路由M28-M30 和Q5構(gòu)成。IS由BE 結(jié)短接的NPN 晶體管Q5形成,補(bǔ)償電流ICOMP1和ICOMP2通過(guò)M28-M30 電流鏡結(jié)構(gòu)分別注入到A 點(diǎn)和B 點(diǎn),對(duì)PTAT 電流進(jìn)行補(bǔ)償。IS可以表示為:

式中:C是與PN 結(jié)的結(jié)面積及摻雜濃度有關(guān)的常數(shù);γ在一定溫度范圍內(nèi)也是常數(shù);VG0為絕對(duì)零度時(shí)PN結(jié)材料的導(dǎo)帶底和價(jià)帶頂電勢(shì)差,對(duì)于給定的PN 結(jié)材料,VG0為定值;q為電子的電荷量;k為玻爾茲曼常數(shù);T為熱力學(xué)溫度。

圖2 中,M28、M29 和M30 的寬長(zhǎng)比為1 ∶8 ∶1,于是補(bǔ)償電流ICOMP1和ICOMP2為:

經(jīng)過(guò)一階補(bǔ)償和曲率補(bǔ)償后的帶隙基準(zhǔn)電壓可以表示成:

將式(18)代入式(9)可得到基準(zhǔn)輸出電壓VOUT的表達(dá)式為:

結(jié)合式(16)～(17)和式(19)～(20)可得基準(zhǔn)輸出電壓為:

式中:K0為負(fù)溫度系數(shù)電壓VBE3的系數(shù);K1為一階溫度補(bǔ)償系數(shù);K2為高階曲率補(bǔ)償系數(shù)。其中一階溫度補(bǔ)償系數(shù)K1主要與R8和R9的比值相關(guān),而高階曲率補(bǔ)償系數(shù)K2主要與PN 結(jié)面積相關(guān)。

2.3 偏置電路

圖2 中,偏置電路由電流源(M1～M9、Q1、Q2和R1)和電流偏置(M10～M15)組成。正常工作時(shí),電流源產(chǎn)生與電源電壓無(wú)關(guān)的PTAT 電流后,經(jīng)過(guò)電流鏡成比例復(fù)制給電流偏置部分,為M16 管提供偏置電壓。令M1～M5 的寬長(zhǎng)比相等,Q1和Q2流過(guò)的集電極電流相同,假設(shè)該電流為IPTAT,Q1和Q2發(fā)射極結(jié)面積比為8 ∶1,忽略它們的基極電流,于是有:

通過(guò)M1～M4、M10、M12 和M15 電流鏡結(jié)構(gòu)將IPTAT按比例精確復(fù)制,產(chǎn)生偏置電流和M16 偏置電壓。

2.4 啟動(dòng)電路

帶隙基準(zhǔn)電路中,電路存在“簡(jiǎn)并”偏置點(diǎn),當(dāng)電源上電時(shí),所有的晶體管均傳輸零電流,于是它們可以無(wú)限期地保持關(guān)斷,因此需要設(shè)計(jì)啟動(dòng)電路。啟動(dòng)電路僅應(yīng)在上電時(shí)提供啟動(dòng)功能,當(dāng)基準(zhǔn)核心電路建立穩(wěn)定后保持關(guān)閉或低功耗狀態(tài),如圖2 所示,M24～M27 和C1構(gòu)成啟動(dòng)電路。當(dāng)電源剛開(kāi)始上電的時(shí)候,并且提供有效的使能信號(hào)EN1,EN1 和EN2 互為反向信號(hào),啟動(dòng)電路開(kāi)始工作。EN1 為低電平時(shí),EN2 為高電平,M25 關(guān)閉,M26 的柵端沒(méi)有電荷,柵電壓為0,M23 管關(guān)閉,因此Q3基極沒(méi)有電流注入;隨著電源電壓逐漸上升,EN1 為高,EN2 為低,M25管導(dǎo)通,M26 柵端電壓被抬高,從而將M23 管的柵端電壓拉低,M23 管導(dǎo)通,開(kāi)始從電源汲取電流,并注入基準(zhǔn)核心電路,使基準(zhǔn)核心電路開(kāi)始工作;同時(shí),M25 管的漏電流逐漸增大并對(duì)電容C1充電,M26 柵端的電壓逐漸升高,當(dāng)基準(zhǔn)核心電路正常工作時(shí),M23的漏端電壓升高,使M27 管導(dǎo)通。從而將M26 柵端電壓拉低,M26 管關(guān)斷,啟動(dòng)電路關(guān)閉。

3 電路仿真驗(yàn)證

基準(zhǔn)電壓源電路采用0.18 μm BCD 工藝設(shè)計(jì),并使用Spectre 工具進(jìn)行仿真驗(yàn)證。仿真條件為:VDD=3.3 V,溫度范圍為-40～+150 ℃。圖3 和圖4 分別是補(bǔ)償前與補(bǔ)償后的基準(zhǔn)輸出電壓溫度特性的仿真結(jié)果。從圖中可以看出,沒(méi)有進(jìn)行高階補(bǔ)償?shù)臏囟认禂?shù)為17.52×10-6/℃,補(bǔ)償后的溫度系數(shù)為5.82×10-6/℃,補(bǔ)償后溫度系數(shù)降低了11.7×10-6/℃,精度提高了66.8%。

圖3 補(bǔ)償前的基準(zhǔn)輸出電壓溫度特性Fig.3 Temperature characteristics of the reference output voltage before compensation

圖5 是在VDD=3.3 V,不同工藝角下基準(zhǔn)輸出電壓隨溫度變化的仿真結(jié)果。從圖5 可以看出,在TT工藝角下基準(zhǔn)電壓源有最佳溫度系數(shù)值5.82×10-6/℃,在SS 工藝角下有最差溫度系數(shù)值14.6×10-6/℃。

圖6 是當(dāng)VDD=3.3 V,溫度為27 ℃時(shí),在TT、SS、FF 三種工藝角下,基準(zhǔn)電壓源的電源抑制比(PSRR)仿真結(jié)果。從圖6 可以看出,低頻時(shí),TT 工藝角下的PSRR 為79.4 dB,在10 kHz 時(shí)電源抑制比也有58.9 dB。

圖4 補(bǔ)償后的基準(zhǔn)輸出電壓溫度特性Fig.4 Temperature characteristics of the reference output voltage after compensation

圖5 基準(zhǔn)電壓源在不同工藝角下的溫度特性Fig.5 Simulation results for different process corners

圖6 基準(zhǔn)電壓源的電源抑制比曲線Fig.6 PSRR curves of the voltage reference

表1 為本文與部分參考文獻(xiàn)帶隙基準(zhǔn)源的性能比較。從表1 可看出,本文設(shè)計(jì)的基準(zhǔn)電壓源的溫度系數(shù)優(yōu)于文獻(xiàn)[7-8],低頻下的PSRR 也優(yōu)于文獻(xiàn)[6-8],且本文設(shè)計(jì)的基準(zhǔn)電壓源具有可調(diào)節(jié)的多值輸出電壓。

表1 本文與其他文獻(xiàn)帶隙基準(zhǔn)源的性能參數(shù)對(duì)比Tab.1 Performance parameters comparison of bandgap reference source of this paper and other literatures

4 版圖設(shè)計(jì)

版圖的匹配性決定了基準(zhǔn)電壓源精度的誤差大小。由式(9)和式(10)可知,電阻比值的大小直接影響著基準(zhǔn)輸出電壓的精度和溫漂特性。因此本文設(shè)計(jì)將基準(zhǔn)電壓源中的所有電阻放置在同一區(qū)域,并采用叉指法以減少工藝刻蝕造成的誤差。此外,對(duì)于電流源電路和帶隙核心電路中使用的三極管部分的版圖,本文設(shè)計(jì)由8 個(gè)并聯(lián)的NPN 三極管分別構(gòu)成Q1、Q4,分布在Q2和Q3周?chē)?使Q1和Q2、Q3和Q4均形成對(duì)稱(chēng)性匹配。圖7 為基準(zhǔn)電壓源的版圖。其中,運(yùn)算放大器、偏置電路和電阻都分別進(jìn)行了合理的布局。

圖7 基準(zhǔn)電壓源版圖Fig.7 Layout of the reference voltage source

5 結(jié)論

本文在傳統(tǒng)的Brokaw 型帶隙基準(zhǔn)電壓源的基礎(chǔ)上,設(shè)計(jì)了一種寬溫度范圍高精度的基準(zhǔn)電壓源。利用PN 結(jié)反向飽和電流隨溫度敏感變化的原理在高溫段產(chǎn)生與基準(zhǔn)電壓溫度系數(shù)呈相反趨勢(shì)的補(bǔ)償電流,對(duì)傳統(tǒng)的一階補(bǔ)償?shù)膸痘鶞?zhǔn)電壓源進(jìn)行曲率補(bǔ)償,提升了基準(zhǔn)輸出電壓的精度和溫漂特性,并采用電阻分壓網(wǎng)絡(luò)輸出多個(gè)不同的零溫度系數(shù)電壓值。仿真結(jié)果表明,在3.3 V 電源電壓下,-40～+150 ℃溫度范圍內(nèi),TT 工藝角下,基準(zhǔn)電壓源溫度系數(shù)為5.82×10-6/℃;低頻時(shí)PSRR 為79.4 dB,通過(guò)合理的版圖設(shè)計(jì),可以應(yīng)用到數(shù)?；旌闲酒?。