李抑非，蔣 全

(上海理工大學(xué) 機械工程學(xué)院，上海 200093)

隨著現(xiàn)代控制理論、電力電子技術(shù)和計算機技術(shù)的飛速發(fā)展，交流調(diào)速控制系統(tǒng)的性能得到了極大的提高，逐步取代了直流調(diào)速系統(tǒng)在高性能控制領(lǐng)域的統(tǒng)治地位[1]，推動了交流調(diào)速控制系統(tǒng)的不斷完善。在交流調(diào)速系統(tǒng)中，永磁同步電動機(Permanent Magnet Synchronous Motors，PMSM)具有功率密度大、效率高等優(yōu)點[2]，在軌道交通車輛牽引、電動汽車、風(fēng)力發(fā)電、壓縮機、數(shù)控機床、機器人、全電動飛機等領(lǐng)域的市場份額不斷擴大。

矢量控制，即磁場定向控制或直接轉(zhuǎn)矩控制，實現(xiàn)了對電機電磁轉(zhuǎn)矩和磁通的解耦單獨控制，為永磁同步電機的高性能控制提供了較好的動態(tài)性能[3-4]。永磁同步電機的高性能控制需要精確的轉(zhuǎn)子位置信息，在已知轉(zhuǎn)子位置起動時能夠得到最大的起動轉(zhuǎn)矩[5]。而從未知的轉(zhuǎn)子位置起動可能會造成電機起動電流大、反轉(zhuǎn)或者起動失敗，這在許多應(yīng)用場合是不可接受的[2,6]。

在常規(guī)的永磁同步電機驅(qū)動系統(tǒng)中，檢測轉(zhuǎn)子位置常常使用位置傳感器，如編碼器、旋轉(zhuǎn)變壓器等。然而在大多數(shù)應(yīng)用中，位置傳感器存在著一些缺點，例如電機與控制器之間的連接線較多，需要更大的空間，增加額外的成本和對溫度及噪聲的敏感性，降低了系統(tǒng)的可靠性，限制了位置傳感器在轉(zhuǎn)子位置檢測中的應(yīng)用[7]。為了使永磁同步電機驅(qū)動控制系統(tǒng)更加具有競爭力，無位置傳感器控制技術(shù)逐步成為一個重要的研究方向。無傳感器控制的目的是消除位置傳感器以及相應(yīng)的連接，因此轉(zhuǎn)子位置只能通過測量相關(guān)的電氣量來獲得，例如電機電流、逆變器直流環(huán)節(jié)電壓、電機端電壓等。即使位置傳感器沒有完全移除，無傳感器控制技術(shù)依然可以在位置傳感器故障時提供備用的轉(zhuǎn)子位置信息。

現(xiàn)有的永磁同步電機轉(zhuǎn)子初始位置檢測方法可以分為兩類：基于電機自身的磁路結(jié)構(gòu)凸極效應(yīng)[8]和基于定子鐵心的非線性飽和特性[9]。內(nèi)嵌式永磁同步電機(Interior Permanent Magnet Synchronous Motors，IPMSM)由于自身轉(zhuǎn)子磁路結(jié)構(gòu)不對稱，其在直軸電感、交軸電感不同時呈現(xiàn)結(jié)構(gòu)凸極性。一般情況下，表貼式永磁同步電機(Surface Mounted Permanent Magnet Synchronous Motor，SPMSM)的交直軸電感相等，在定子繞組上注入電流，電流產(chǎn)生的磁場方向和永磁體磁場方向一致時，會導(dǎo)致直軸磁路出現(xiàn)飽和，直軸電感小于交軸電感，呈現(xiàn)出飽和凸極性。本文針對永磁同步電機的轉(zhuǎn)子初始位置檢測方法進行了論述，分別指出了適合結(jié)構(gòu)凸極性或者適合飽和凸極性的永磁同步電機的初始位置檢測方法，并對永磁同步電機的初始位置檢測方法進行了總結(jié)和展望。

1 離線電感測量法

離線電感測量法通過離線檢測出電感與轉(zhuǎn)子位置的對應(yīng)關(guān)系，受到結(jié)構(gòu)凸極效應(yīng)的影響，內(nèi)嵌式永磁同步電機(IPMSM)的自感和互感呈現(xiàn)周期性變化[10]。交直軸(d-q軸)下的電機模型包含轉(zhuǎn)換后的磁通電流關(guān)系，不再包含作為轉(zhuǎn)子位置函數(shù)的電感，因此用d-q軸下的電機模型得不到電感與轉(zhuǎn)子位置的關(guān)系式。

IPMSM的定子相繞組的自感可以表示為相繞組漏感和相繞組主磁通自感

(1)

定子互感可表示為

(2)

式中，θe為轉(zhuǎn)子電角度；Lsσ表示電機定子相繞組漏感；Lm0和Lm2為相繞組主磁通自感直流部分和交流部分幅值；Mab、Mba、Mbc、Mcb、Mca、Mac為相繞組之間互感。

當(dāng)三相繞組通電，有永磁同步電機三相電壓、電流方程[7]

(3)

式中，ua、ub、uc為三相定子電樞繞組的相電壓；ia、ib、ic是三相定子電樞繞組的相電流；Rs是三相定子繞組的電阻；Lsa、Lsb、Lsc為三相定子電樞繞組電感。

由于轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)不對稱，IPMSM三相電感可以用式(1)表示。通過式(1)可看出相電感在不同的角度有不同的值。通過離線檢測不同角度的相電感，可以進一步得到相電感和轉(zhuǎn)子位置的對應(yīng)關(guān)系并繪制成表[11]，對應(yīng)關(guān)系如圖2所示。

圖1 永磁同步電機模型

圖2 三相電感波形

電機的相電感可以通過式(3)中的電壓和電流信息計算得出。根據(jù)計算得到的電感值查表可以獲得轉(zhuǎn)子位置。

該方法系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單且實施容易，但是對系統(tǒng)的硬件條件要求較高，估計精度不高。由于表貼式永磁同步電機的電感值不隨轉(zhuǎn)子位置變化，所以該方法只能用于IPMSM[12]。

2 電壓脈沖注入法

2.1 INFORM法

INFORM(Indirect Flux Detection by On-Line Reactance Measurements)法又稱為基于在線電抗測量的間接磁鏈觀測法。采用INFORM法辨識轉(zhuǎn)子初始位置的原理是：通過在短時間內(nèi)施加不同方向的電壓矢量，檢測其相應(yīng)的定子電流響應(yīng)，計算電流空間矢量變化率從而獲取轉(zhuǎn)子初始位置[13-15]。

在α-β坐標(biāo)系中，電感量在復(fù)平面中的表達式可以表示為

(4)

式中，|Ls|表示電感的幅值。

在α-β坐標(biāo)系中，電機繞組的電壓方程可以表示為

(5)

式中，Us表示定子電壓矢量；is表示定子電流矢量；Ls表示定子電感；e表示反電勢矢量。

在轉(zhuǎn)子靜止的情況下，電機的反電勢可以忽略，同時定子電阻引起的壓降也非常小，所以忽略電阻壓降后，在電壓空間矢量|Vs|∠θv的作用下，定義電壓空間矢量與電流空間矢量變化率的比值為“inform”電感，式(4)可以表示為

(6)

在實踐中為了便于區(qū)分，所以使用Linform的倒數(shù)yinform來表示。由于結(jié)構(gòu)凸極效應(yīng)的影響，yinform是一個180°的周期函數(shù)[16]，可使用電壓矢量角θv和轉(zhuǎn)子位置角θe被模擬成一個圓，如圖3所示，同時可以得到復(fù)平面的在線電感測量值yinform。

圖3 Inform電感變化圖

yinform=y0-Δyej(2θe-2θv)

(7)

圖3詳細(xì)描述了在水平測試電壓矢量作用下轉(zhuǎn)動轉(zhuǎn)子時inform電感的變化。假設(shè)測試電壓矢量方向，將轉(zhuǎn)子從圖3中的POS1轉(zhuǎn)到POS3,“inform”電感的值將會經(jīng)歷一個周期。

重復(fù)圖3所示的實驗，從不同的方向注入測試電壓矢量(θv=2π/3,4π/3)，每個獨立測試方向的測量電流響應(yīng)的結(jié)果會產(chǎn)生一個等式，通過計算就會消除y0和Δy進而計算得到轉(zhuǎn)子位置。

此方法通過在線計算的方式得到轉(zhuǎn)子位置信息，改善了離線電感測量中對電機參數(shù)變化敏感的問題。該方法實現(xiàn)過程比較簡單，但是測試耗時較長，容易造成電機轉(zhuǎn)動，對檢測電路精度要求較高，因此適用于IPMSM和SPMSM。由于有3°～15°(電角度)的估計精度偏差[17]，INFORM方法雖不適合高性能的驅(qū)動程序，卻可以被應(yīng)用在許多中等性能的驅(qū)動程序中。

2.2 電壓脈沖細(xì)分注入法

IPMSM本身的結(jié)構(gòu)特性導(dǎo)致交直軸電感不相等，凸極效應(yīng)很明顯。但SPMSM永磁體的磁導(dǎo)率接近空氣，一般認(rèn)為它的交直軸電感Ld、Lq相等。為了提高磁場的利用率，一般將SPMSM的磁路設(shè)計成微飽和狀態(tài)。由于定子鐵心的非線性磁化特性，靠近轉(zhuǎn)子磁極的定子鐵心被強磁化。如果定子繞組靠近轉(zhuǎn)子磁極會發(fā)生磁路飽和效應(yīng)，隨著飽和效應(yīng)的出現(xiàn)，定子繞組電流增大，定子鐵心飽和程度加深，導(dǎo)致直軸電感變小，出現(xiàn)直軸電感小于交軸電感的現(xiàn)象。圖4所示為直軸電感與電流的關(guān)系。

圖4 直軸電感與電流關(guān)系曲線

文獻[18～20]提出了基于磁路飽和效應(yīng)的電壓脈沖矢量注入策略：向電機的注入一系列不同方向等寬等幅值的電壓脈沖矢量，在每個脈沖期間可以測量每一相的電流變化，通過識別對應(yīng)方向電壓矢量的電流響應(yīng)來估計轉(zhuǎn)子位置。

將電壓矢量注入電機繞組后，相電流將產(chǎn)生階躍響應(yīng)，三相電流合成的電流矢量也會產(chǎn)生階躍響應(yīng)。電壓矢量作用結(jié)束時間對應(yīng)電流矢量的最大幅值，在電壓矢量作用結(jié)束后，電流會恢復(fù)為0，如圖5所示。

圖5 電壓和電流矢量波形

電壓矢量脈沖注入法按照實施精度分步驟進行。第一步，將12個方向不同的電壓矢量按順序注入電機繞組，每個電壓矢量的間隔為30°電角度，并且每個電壓矢量施加一個開關(guān)周期。開關(guān)管關(guān)閉一段時間有助于繞組電流充分衰減到零，為了使轉(zhuǎn)子一直保持靜止?fàn)顟B(tài)，應(yīng)該按照圖6所示的特殊順序施加電壓矢量。第一步的電壓矢量施加完畢后，得到一個轉(zhuǎn)子位置角，轉(zhuǎn)子的位置角誤差控制在15°(電角度)以內(nèi)。

圖6 電壓矢量注入順序圖

第二步施加的電壓矢量應(yīng)該在第一步的位置角 的基礎(chǔ)上。按照圖7所示，施加6個電壓矢量，每個矢量相隔15°(電角度)。此次施加結(jié)束后，轉(zhuǎn)子位置角誤差控制在7.5°(電角度)。

圖7 6個電壓矢量注入順序圖

目前的理論認(rèn)為，在電壓矢量注入角度細(xì)分到足夠小和系統(tǒng)電流采集精度足夠高的情況下，脈沖電壓矢量注入法估算出的轉(zhuǎn)子初始位置角可以無限接近真實值[21]。但是當(dāng)檢測的位置接近真實位置時，電流幅值變化不明顯，會影響位置檢測的精度。故理論上的估算誤差在0.937 5°(電角度)以內(nèi)[22]。在辨識位置前必須合理確定電壓矢量的幅值和作用時間，否則將有可能使電機發(fā)生轉(zhuǎn)動。綜上，該方法適用于IPMSM和SPMSM。

3 載波頻率成分法

載波頻率成分法估算轉(zhuǎn)子位置估算轉(zhuǎn)子位置的原理[23-25]如下：利用逆變器自身的載波頻率成分信號作為高頻激勵信號，根據(jù)其對應(yīng)的載波頻率成分電流中所隱含的轉(zhuǎn)子位置信息來對轉(zhuǎn)子初始位置進行估算。該方法對交直軸電感差異要求較高，所以通常用于對IPMSM的初始位置檢測。

為了利用IPMSM的結(jié)構(gòu)凸極性實現(xiàn)對轉(zhuǎn)子初始位置的計算，需要建立IPMSM在高頻激勵下的響應(yīng)模型。系統(tǒng)采用三線三角波載波的正弦脈寬調(diào)制方式，通過逆變器直接將高頻載波頻率成分信號加載電機的基波勵磁上，等效于在電機的自然軸系中注入旋轉(zhuǎn)的載波頻率成分電壓矢量。

在高頻載波信號的作用下估計轉(zhuǎn)子初始位置時，定子電阻的壓降和反電勢可以忽略，所以IPMSM在α-β坐標(biāo)系下的高頻成分電壓模型[26]可以表示為

(8)

式中，L0表示平均電感，L0=(Ld+Lq)/2；L1為半差電感，L1=(Ld-Lq)/2；Ld和Lq分別是電機的d、q軸電感；θe為定子a相軸線與轉(zhuǎn)子d軸之間的夾角。

由式(8)可以推出高頻成分電流模型為

(9)

為了實現(xiàn)載波頻率成分法的估算算法，在電機模型中再引入一個兩相靜止坐標(biāo)系k-l軸系。k-l軸系與α-β軸系的坐標(biāo)關(guān)系是：k軸超前α軸45°，l軸超前β軸45°，矢量關(guān)系如圖8所示。

圖8 k-l軸系矢量圖

通過坐標(biāo)變換可以得到k-l軸的IPMSM高頻成分電壓方程，如下

(10)

由式(10)推出k-l軸的高頻成分電流方程為

(11)

在逆變器上將三相相位相差120°的三角波與三相正弦波基準(zhǔn)電壓相比較得到逆變器輸出的載波頻率成分電壓方程為

(12)

式中，uac、ubc、ucc分別為三相載波頻率成分電壓，udc為直流母線電壓；J0為貝塞爾函數(shù)[27]；M為逆變器調(diào)制比；ωc為載波頻率。

電機在零速時，調(diào)制比M很小，式(12)可以寫成如下方程

(13)

經(jīng)過坐標(biāo)變換可以得到α-β軸和k-l軸的載波頻率成分電壓方程，如下

(14)

(15)

將式(14)代入式(9)，式(15)代入式(11)可以得到

(16)

(17)

根據(jù)余弦定理可以推導(dǎo)出載波頻率成分的電流峰值方程，如下

(18)

式中，|iαc|peak、|iβc|peak、|ikc|peak、|ilc|peak為兩個靜止兩相坐標(biāo)軸上載波頻率電流峰值成分。

由式(18)可以推導(dǎo)出初始轉(zhuǎn)子位置估算式為

(19)

使用該方法檢測轉(zhuǎn)子初始位置不需要額外的注入信號，不需要改變系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。但是其缺點是對電機的硬件檢測電路要求較高，只適用于凸極率較高的電機。

4 信號注入法

4.1 低頻信號注入法

低頻信號注入法估算轉(zhuǎn)子初始位置的基本原理是[29-31]：在實際的兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的基礎(chǔ)上建立一個估計的兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系。然后，在估計兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d軸上注入一個低頻電流信號，當(dāng)估計d軸與實際d軸位置不同時，注入的低頻電流信號會在實際q軸上產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩，引起電機抖動并產(chǎn)生反電動勢。通過調(diào)節(jié)構(gòu)造出的誤差函數(shù)為零，可以估算出轉(zhuǎn)子的初始位置。低頻信號注入法控制框圖如圖9所示。

圖9 低頻信號注入法矢量控制系統(tǒng)框圖

圖10 估計d′-q′軸矢量圖

由于偏差角度的存在，注入的低頻電流信號會在d-q軸產(chǎn)生兩個諧波分量icd和icq。

(20)

在矢量控制中，q軸電流的變化會引起轉(zhuǎn)矩變化，由icq引起的電磁轉(zhuǎn)矩響應(yīng)方程為

(21)

在負(fù)載轉(zhuǎn)矩恒定的情況下，把式(21)代入系統(tǒng)的運動方程可以得到轉(zhuǎn)速ω方程為

(22)

式中，p為極對數(shù)；J為轉(zhuǎn)動慣量；Ψm為永磁體磁鏈。

可以得到q軸的反電勢方程為

(23)

q軸反電勢又會在估計q′軸上產(chǎn)生反電勢分量e′cq，在偏差角度足夠小的情況下，cosε的值就接近于1，e′cq的表達式就和ecq一樣。如果控制e′cq為零，就可以控制偏差角度ε為零。由于ε是一個無法直接獲得的變量，所以可以通過構(gòu)造誤差函數(shù)Fe來使得ε為零，如下

(24)

誤差函數(shù)由PI調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)為零，理論上可以輸出轉(zhuǎn)速估計值ωε為

(25)

由電機的d-q軸電壓方程可以推導(dǎo)出轉(zhuǎn)速穩(wěn)態(tài)值為

(26)

式中，uqref、iqref、idref分別是是q軸參考電壓和d、q軸參考電流。

為了提高控制系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度，可以將誤差函數(shù)輸出端的轉(zhuǎn)速估計值與轉(zhuǎn)速穩(wěn)態(tài)值相加得到最終的轉(zhuǎn)速估計值ωe[32]，如下

ωe=ωu+ωε

(27)

再對轉(zhuǎn)速進行積分即可得到轉(zhuǎn)子位置角為

(28)

該方法是通過電機的基波模型和轉(zhuǎn)矩方程估算轉(zhuǎn)子初始位置，對電機的凸極率要求不高，所以適用于SPMSM和IPMSM[33]。但該方法的缺點是既要控制注入信號的幅值防止電機轉(zhuǎn)動，又要讓低頻注入信號使電機產(chǎn)生機械抖動，而且由于其注入頻率較低，使得電機轉(zhuǎn)矩脈動較大，限制了該方法的使用范圍。

4.2 旋轉(zhuǎn)高頻電壓注入法

高頻旋轉(zhuǎn)電壓注入法只能用來辨識IPMSM的轉(zhuǎn)子初始位置[34]。該方法的基本原理是：通過電壓型逆變器向電機定子繞組中注入三相平衡的高頻電壓信號，受到IPMSM的結(jié)構(gòu)凸極性影響，其產(chǎn)生的高頻載波電流響應(yīng)中就會包含轉(zhuǎn)子位置信息。通過對高頻載波電流進行相應(yīng)的解調(diào)和觀測就可以得到轉(zhuǎn)子位置信息[35-38]。

注入的高頻電壓信號可以表示為

(29)

式中，Uh、ωe分別為注入的高頻電壓的幅值和注入高頻電壓的頻率。圖12為靜止?fàn)顟B(tài)下注入高頻旋轉(zhuǎn)電壓信號算法框圖，為了保證轉(zhuǎn)子在估計位置時的靜止，注入電壓的幅值應(yīng)較小。

圖11 旋轉(zhuǎn)高頻電壓注入法控制框圖

圖12 脈振高頻注入法控制框圖

當(dāng)電機處于靜止?fàn)顟B(tài)時，在定子繞組中電阻壓降和電機反電勢的影響可以忽略，得到高頻電壓方程為

(30)

式中，iαh、iβh為靜止坐標(biāo)系α-β軸的高頻電流響應(yīng)；L0、L1分別是平均電感和半差電感。

聯(lián)合式(29)和式(30)可以得到高頻電流響應(yīng)的表達式如下

(31)

式中，Ip、In分別是高頻電流響應(yīng)的正負(fù)序電流分量幅值。

可以看出負(fù)序高頻電流中含有轉(zhuǎn)子位置信息，為了從負(fù)序電流中提取磁極位置信息，必須完全消除正序電流。通過同步軸系濾波器[39]提取負(fù)序電流分量，經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器或者反正切計算可以得到轉(zhuǎn)子初始位置。該方法具有良好的魯棒性，對參數(shù)變化不敏感，但是在分離負(fù)序電流過程中，使用了多個濾波器，降低了系統(tǒng)的動態(tài)性能[40]。同時該方法利用電機轉(zhuǎn)子的結(jié)構(gòu)凸極效應(yīng)進行轉(zhuǎn)子初始位置估計，所以只能用于IPMSM[41]。

4.3 脈振高頻電壓注入法

與旋轉(zhuǎn)高頻電壓注入法不同，脈振高頻電壓注入法是在如圖10所示的估計兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系軸注入高頻電壓信號，可用于激勵電機的電感飽和效應(yīng)，適合判斷沒有結(jié)構(gòu)凸極性的表貼式永磁同步電機。通過檢測高頻電流響應(yīng)并對此信號進行解調(diào)就可以得到轉(zhuǎn)子初始位置[42-44]。

在估計直軸上注入的高頻余弦電壓信號為

(32)

根據(jù)式(32)可以計算得到估計兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電流響應(yīng)為

(33)

(34)

式中，LPF表示通過低通濾波器濾波；BPF表示通過帶通濾波器濾波。

將此信號經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器后輸出值再進行積分就可以得到轉(zhuǎn)子初始位置[45]。

脈振高頻電壓注入法能夠構(gòu)造成電機的飽和凸極，因此該方法的適用范圍更廣，能夠同時適用于IPMSM和SPMSM[41]。該方法的位置辨識精度較高，受逆變器非線性因素影響較小，但是估算算法較為復(fù)雜。動態(tài)響應(yīng)較慢，穩(wěn)定范圍較小。此外，高頻信號的注入還會帶給系統(tǒng)新的噪聲，影響電流和電壓信號的采集[46-47]。

5 磁極NS極性判斷

由于硬件檢測電路的精度限制和檢測方法的局限性，需要采用磁極極性判斷方法進一步校驗轉(zhuǎn)子初始位置是否能夠正確估計[48]。磁極判斷方法通常都與上述初始位置檢測方法配合使用。采用上述方法確定轉(zhuǎn)子位置后，再用磁極極性判斷方法進行校驗，能夠提高轉(zhuǎn)子位置檢測的準(zhǔn)確性和可靠性。

5.1 六組等寬電壓脈沖注入法

該方法按照表1所示的順序向電機定子繞組依次注入三相逆變電路的6個基本非零電壓矢量，檢測對應(yīng)相的電流響應(yīng)。電流變化最大的繞組軸線所在區(qū)域就是轉(zhuǎn)子磁極所指向的區(qū)域，然后通過電流變化的正負(fù)判斷轉(zhuǎn)子磁極方向[1]。

表1 等寬電壓脈沖實施策略

該方法施加的6個電壓脈沖是逆變器的非零電壓矢量，在施加期間不需要開關(guān)管動作，不會產(chǎn)生高頻噪聲，操作簡單。但是該方法只能確定磁極所在的位置區(qū)間，不能確定具體位置，所以需要配合其他的位置判斷方法一起使用。

5.2 正反等寬電壓脈沖注入法

為了區(qū)分轉(zhuǎn)子的NS極，在上述方法判斷出轉(zhuǎn)子d軸位置后，利用定子鐵心磁化的非線性原理，依次向轉(zhuǎn)子d軸正反兩個方向注入等寬電壓脈沖信號，利用磁場對電機d軸的增磁和去磁效應(yīng)。流向順磁方向的電流幅值會比流向逆磁方向的電流幅值大，當(dāng)注入電壓矢量方向與轉(zhuǎn)子磁極方向最接近時，對應(yīng)的電流幅值最大。檢測電流信號的變化，得到轉(zhuǎn)子的NS極[48-49]。

向轉(zhuǎn)子d軸注入電壓矢量時應(yīng)依次注入，在上一個電壓矢量作用結(jié)束后，不能立即注入下一段電壓矢量，必須等待一段時間使繞組電流降到0后再進行下一段電壓矢量的注入。然后比較轉(zhuǎn)子d軸正反兩個反向的電流響應(yīng)幅值，電流大的對應(yīng)的方向就是轉(zhuǎn)子初始位置角。

該方法的可靠性較高，程序?qū)崿F(xiàn)較為簡單，但程序執(zhí)行時間較長，且外部注入的激勵信號也增加了位置檢測的復(fù)雜性[50]。

6 結(jié)束語

永磁同步電機的轉(zhuǎn)子初始位置檢測主要依靠電機磁路的凸極效應(yīng)，其中有IPMSM的結(jié)構(gòu)凸極效應(yīng)，也有SPMSM的飽和凸極效應(yīng)。上述檢測方法對系統(tǒng)的硬件檢測電路要求較高，在注入高頻信號時會產(chǎn)生高頻噪聲影響系統(tǒng)的采樣精度。這些方法的出現(xiàn)提高了永磁同步電機的啟動性能，也擴展了PMSM的適用范圍。電感測量法、電壓脈沖注入法和載波成分法應(yīng)關(guān)注更高效的信號處理算法、更高性能的電力電子器件和誤差補償策略，盡量降低逆變器非線性誤差對系統(tǒng)檢測精度的影響。對于信號注入法，應(yīng)該關(guān)注更合理的信號注入形式和調(diào)制解調(diào)算法，降低信號注入帶來的噪聲，以便削弱濾波器引入的相位延遲的影響，更好地實現(xiàn)轉(zhuǎn)子初始位置估計。