王相雯　汝玉星　吳戈　林世坤　田小建　蔡振龍

摘 要：目前電動(dòng)汽車充電方式多通過(guò)有線充電方式，極其限制電動(dòng)汽車的普及。而無(wú)線充電技術(shù)多以電路較簡(jiǎn)單的較成熟的感應(yīng)式無(wú)線充電技術(shù)為主，電磁感應(yīng)的磁場(chǎng)發(fā)散性較強(qiáng)，對(duì)距離及放電受電線圈要求位置要求較高?，F(xiàn)電動(dòng)汽車充電裝置的磁耦合共振無(wú)線傳輸系統(tǒng)多針對(duì)固定汽車型號(hào)。本文主要研究通過(guò)接收次級(jí)回路的參數(shù)，從而控制主回路電容調(diào)制，以自動(dòng)諧振的磁耦合共振無(wú)線傳輸系統(tǒng)來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)不同接收回路的充電，從而滿足對(duì)不同型號(hào)電動(dòng)汽車的充電兼容。

關(guān)鍵詞：磁耦合共振 無(wú)線充電 自動(dòng)諧振

Automatic Resonance Electric Vehicle Wireless Charging Device

Wang Xiangwen，Ru Yuxing，Wu Ge，Lin Shikun，Tian Xiaojian，Cai Zhenlong

Abstract：At present， most electric vehicle charging methods are wired charging methods， which extremely restricts the popularization of electric vehicles. The wireless charging technology is mostly based on the more mature inductive wireless charging technology with simpler circuits. The magnetic field of electromagnetic induction has strong divergence， and it has higher requirements on the distance and the position of the discharge power receiving coil. The current magnetic coupling resonance wireless transmission system of electric vehicle charging devices is mostly aimed at fixed vehicle models. This paper mainly studies the control of the capacitance modulation of the main circuit by receiving the parameters of the secondary circuit， and the automatic resonance magnetic coupling resonance wireless transmission system to realize the charging of different receiving circuits， so as to meet the charging compatibility of different types of electric vehicles.

Key words：magnetic coupling resonance， wireless charging， automatic resonance

1 引言

傳統(tǒng)能源不僅對(duì)環(huán)境污染有較大影響，亦面臨著能源枯竭危機(jī)。汽車已成為現(xiàn)當(dāng)代普遍的代步工具，隨著人們的環(huán)保意識(shí)增強(qiáng)，對(duì)汽車的能源驅(qū)動(dòng)替代亦逐漸形成趨勢(shì)[1]。新能源汽車的充電問(wèn)題成為電動(dòng)汽車發(fā)展的瓶頸。據(jù)Strategy Analytics統(tǒng)計(jì)，2019年全球無(wú)線充電市場(chǎng)規(guī)模為86億元，其中汽車占比為29%，在應(yīng)用前景的占比上僅次于消費(fèi)電子。但現(xiàn)今較為成熟的接觸式無(wú)線充電技術(shù)，亦存在許多問(wèn)題即由于電磁感應(yīng)原理限制了被充電物與充電物的距離與相對(duì)位置，為無(wú)線充電帶來(lái)許多不便?，F(xiàn)磁耦合共振的方式由于更安全的免觸電特點(diǎn)，更長(zhǎng)的傳輸方式，更靈活的相對(duì)位置等優(yōu)點(diǎn)被廣泛關(guān)注[2-3]，但在電動(dòng)汽車的無(wú)線充電應(yīng)用方面仍存在由于接受回路參數(shù)對(duì)發(fā)射回路諧振充電系統(tǒng)難以滿足不同廠家型號(hào)汽車的問(wèn)題。

本文在用較小線圈內(nèi)半徑的圓形-圓形線圈互感，且增加6根磁芯以提高磁耦合系數(shù)[4]，從而在耦合系數(shù)方面保證較高功率，初級(jí)回路傳輸?shù)酱渭?jí)回路能量較高的前提下，通過(guò)自動(dòng)嘗試不同補(bǔ)償電容，從而比較初級(jí)回路取樣電阻交流電壓振幅，以獲得初級(jí)回路最大電流即諧振時(shí)補(bǔ)償電容大小，從而在不同汽車型號(hào)接入時(shí)，完成初級(jí)回路的自動(dòng)諧振。

2 電動(dòng)汽車無(wú)線充電裝置設(shè)計(jì)

由單片機(jī)對(duì)不同幅值的記錄與比較，對(duì)補(bǔ)償電容的改變以及對(duì)高頻逆變電路的PWM波控制，以實(shí)現(xiàn)全自動(dòng)化。以下采用等效電路理論分析方法，對(duì)傳輸功率及效率的關(guān)鍵組成部分即諧振單元初級(jí)回路進(jìn)行分析。

2.1 高頻逆變電路模塊

高頻逆變電路模塊如圖1所示發(fā)射線圈即電感L1與電容C2可等效為耦合回路等效電路初級(jí)回路中L1與C3，如圖2。并由單片機(jī)控制4個(gè)特殊設(shè)計(jì)以減小轉(zhuǎn)換過(guò)程中能量衰減的驅(qū)動(dòng)電路，控制4個(gè)場(chǎng)效應(yīng)管Q1，Q2，Q3，Q4的柵極，以實(shí)現(xiàn)場(chǎng)效應(yīng)管的開關(guān)應(yīng)用。4個(gè)場(chǎng)效應(yīng)管Q1，Q2，Q3，Q4構(gòu)成逆變電路，通過(guò)對(duì)角導(dǎo)通的方式，即Q1，Q4導(dǎo)通Q2，Q3閉合或者閉合Q1，Q4導(dǎo)通Q2，Q3，對(duì)由交直流轉(zhuǎn)換電路對(duì)220V市電進(jìn)行整流得出的穩(wěn)壓直流信號(hào)逆變成高頻交流信號(hào)[5]。此4個(gè)場(chǎng)效應(yīng)管及其控制電路，以及輸入的直流信號(hào)可等效為圖2中信號(hào)源1。

對(duì)圖2等效電路，若輸入信號(hào)源1為方波，則方波信號(hào)可分解為：

又當(dāng)互感耦合回路諧振時(shí)，諧振回路濾除各諧波分量，得角頻率為ω的正弦信號(hào)。為方便分析，設(shè)輸入信號(hào)源為角頻率為ω的正弦電壓，初、次級(jí)回路中電流為，，初級(jí)回路阻抗，則由基爾霍夫定律，得出圖2的回路方程為：

設(shè)初級(jí)回路自阻抗為Z11=Z1+jωL1，次級(jí)回路自阻抗為Z22=Z2+jωL2解得

又當(dāng)次級(jí)回路耦合時(shí)，初級(jí)回路對(duì)次級(jí)回路的影響可等效為一個(gè)反射阻抗，如圖3所示，則此時(shí)次級(jí)回路對(duì)初級(jí)回路的諧振未產(chǎn)生影響[6]。

為達(dá)到以上耦合回路諧振情況，對(duì)初級(jí)回路的電容并聯(lián)電容補(bǔ)償電路，從而與次級(jí)回路等效至初級(jí)回路的電抗相抵消，進(jìn)而未改變初級(jí)回路的諧振情況。等效為通過(guò)次級(jí)回路等效至初級(jí)回路的阻抗傳遞能量，實(shí)際即接收線圈將接收到的能量通過(guò)后級(jí)相應(yīng)電路轉(zhuǎn)換為所需電能，從而為電動(dòng)汽車的蓄電池充電。

2.2 電容補(bǔ)償電路模塊

電容補(bǔ)償電路如圖4，此模塊并聯(lián)于圖1高頻逆變電路模塊電容C2兩端。單片機(jī)控制繼電器電路，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)不同補(bǔ)償電容的選擇接入，由容抗的特性，以較大范圍地與次級(jí)回路反饋至初級(jí)回路的電抗值相消[7]。

2.2.1 電容補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)

電容補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)如圖5。通過(guò)out1與out2將補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)并聯(lián)于圖1中兩端。將多個(gè)小容值電容相并聯(lián)，并用繼電器驅(qū)動(dòng)電路控制開關(guān)的通斷，以控制各電容支路的接入。

2.2.2 繼電器驅(qū)動(dòng)電路

繼電器驅(qū)動(dòng)電路如圖6。由單片機(jī)接入in控制繼電器驅(qū)動(dòng)電路從而控制開關(guān)通斷。其中繼電器與單片機(jī)之間并未直接相連，為消除繼電器線圈或高頻逆變電路對(duì)單片機(jī)的影響，在繼電器與單片機(jī)之間用光耦進(jìn)行隔離，通過(guò)調(diào)整控制端電流改變占空比進(jìn)而穩(wěn)壓。

2.3 幅度檢測(cè)電路模塊

將高頻逆變電路與幅度檢測(cè)電路（圖7）相串聯(lián)，用取樣電阻Rs兩端交流電壓振幅來(lái)反映高頻逆變電路中電流的大小，即反映后者諧振情況。其中取樣電阻Rs采用大功率且小阻值的電阻以減少能量的消耗。

對(duì)此電壓振幅的檢測(cè)采用高阻抗差分的處理，以增強(qiáng)檢測(cè)的方便以及減少幅度檢測(cè)電路對(duì)高頻逆變電路的影響。

將通過(guò)高阻抗差分電路的信號(hào)進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，記錄進(jìn)單片機(jī)中。由單片機(jī)選出最大幅度，則此時(shí)次級(jí)回路功率達(dá)到最大值，從而匹配出此時(shí)即諧振時(shí)的補(bǔ)償電容值，并接入高頻逆變電路模塊中。

3 實(shí)現(xiàn)自動(dòng)諧振無(wú)線充電功能

將交直流轉(zhuǎn)換電路模塊高頻逆變電路模塊，電容補(bǔ)償電路模塊，幅度檢測(cè)電路模塊及模數(shù)轉(zhuǎn)換電路模塊輸入輸出對(duì)應(yīng)相連接，使其按照?qǐng)D8中流程實(shí)現(xiàn)對(duì)不同電動(dòng)汽車的自動(dòng)諧振無(wú)線充電功能。

按照上圖自動(dòng)諧振流程，由單片機(jī)選出使發(fā)射回路處于諧振狀態(tài)的補(bǔ)償電容，并將其接入主電路，對(duì)汽車進(jìn)行充電，從而從保證初級(jí)次級(jí)回路同時(shí)諧振方面，保證不同負(fù)載下均達(dá)到較高傳輸功率及效率。

4 仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

當(dāng)次級(jí)回路中負(fù)載電阻為1Ω，初級(jí)回路信號(hào)頻率f為50KHz，初級(jí)回路電感L1為280μH時(shí)，要達(dá)到諧振，則

則理論上在此種假定的情況下達(dá)到諧振時(shí)初級(jí)回路電容為36.19nF。

在以上次級(jí)回路中負(fù)載電阻，初級(jí)回路信號(hào)頻率及初級(jí)回路電感各數(shù)據(jù)前提下，對(duì)不同補(bǔ)償電容的接入高頻逆變電路進(jìn)行Multisim仿真，探究補(bǔ)償電容與初級(jí)回路功率，次級(jí)電路獲得功率以及電路效率之間的關(guān)系。

如圖9圖10所示，在保持高傳輸效率85%左右情況下，當(dāng)初級(jí)回路功率達(dá)到最高點(diǎn)時(shí)，次級(jí)回路功率亦達(dá)到最高，此時(shí)回路諧振，初級(jí)回路電容為38nF，與耦合回路諧振時(shí)理論初級(jí)回路電容值相符合，相對(duì)誤差僅為約5%，精準(zhǔn)度較高。初級(jí)回路電容容值逐漸偏離諧振所需容值時(shí)，耦合回路失諧，初級(jí)回路及次級(jí)回路功率皆減少。

5 結(jié)語(yǔ)

本文通過(guò)用單片機(jī)對(duì)不同補(bǔ)償電容接入下的高頻逆變電路輸出電流的大小間接比較，得出耦合回路中初級(jí)回路諧振時(shí)所需補(bǔ)償電容，進(jìn)而抵消次級(jí)回路對(duì)初級(jí)回路的電抗影響，以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)對(duì)不同電動(dòng)汽車充電時(shí)，初級(jí)回路能夠在較高效率及功率下自動(dòng)諧振。

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