謝 岳， 沈鵬飛， 蔣曉麗

(中國計(jì)量大學(xué) 機(jī)電工程學(xué)院， 杭州 310018)

人工心臟是終末期心衰患者的重要治療方式，它能夠顯著提高心衰患者的生存率和生活質(zhì)量[1].人工心臟通常采用拖纜供電方式，但拖纜會引起術(shù)后感染，并且長期使用時(shí)拖纜會發(fā)生斷裂，經(jīng)皮無線供能(TET)技術(shù)能很好地解決拖纜供電存在的問題[2].經(jīng)皮無線供能通過體外發(fā)射線圈和體內(nèi)接收線圈之間傳輸電能[1,3].考慮到人體體內(nèi)空間有限及人體胸腔組織厚度，體內(nèi)線圈通常采用直徑小于70 mm的平面螺旋線圈，傳輸距離為10～15 mm[3].典型的人工心臟供電電壓為24 V，所需功率范圍為8～20 W，體內(nèi)備用電源電池需10 W左右的充電功率，因此經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)通常需要提供30 W的總輸出功率[4-6].經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)有3種工作狀態(tài)，即外部電源同時(shí)為人工心臟供電和體內(nèi)電池充電、外部電源只為人工心臟供電這兩種無線供電工作狀態(tài)，以及體內(nèi)電池為人工心臟供電的體內(nèi)有線供電工作狀態(tài).

經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)發(fā)射回路的交流電源主要有E類功率放大器、推挽逆變器、自激振蕩型逆變器和全橋逆變器[3,7].全橋型逆變器雖然開關(guān)管數(shù)量多，驅(qū)動電路較為復(fù)雜，但其性能對器件參數(shù)依賴性較小，輸出功率大效率高[3].經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)接收電路的整流電路主要有倍壓整流器、倍流整流器、E類整流器和全橋整流器[8-9].倍壓整流器可以成倍地升高電壓，但整流器中的二極管需要承受的反向電壓較大[8].倍流整流器可以提高輸出電流，但電感的存在增大了整流器的體積[9].E類整流器只需一個(gè)二極管，但二極管的電壓和電流應(yīng)力比上述整流器更大且設(shè)計(jì)復(fù)雜.全橋整流器的二極管電壓和電流應(yīng)力小且設(shè)計(jì)簡單，因此較多采用[10].由于接收電路需植入體內(nèi)，對發(fā)熱損耗要求非常嚴(yán)格，所以通常采用同步整流技術(shù)來降低整流器的損耗[3].此外，經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)的負(fù)載為電機(jī)和電池，因此希望系統(tǒng)輸出電壓能保持恒定，并且在負(fù)載及傳輸距離發(fā)生變化時(shí)輸出電壓恒定.通常可以通過調(diào)節(jié)發(fā)射回路DC/DC變換器的占空比來保持輸出電壓恒定[11].也可以改變發(fā)射回路交流電源的工作頻率實(shí)現(xiàn)恒壓控制[12].由于需要醫(yī)療檢測數(shù)據(jù)傳輸，植入式醫(yī)療設(shè)備通常都會帶有無線通信，所以恒壓控制中發(fā)射回路和接收回路的無線通信無需另外實(shí)現(xiàn)[4].

為保證人體組織不受熱損傷，希望經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)效率高損耗小.但是不同文獻(xiàn)給出的效率數(shù)據(jù)很難直接比較，因?yàn)榇嬖诓煌墓ぷ鳁l件，并且效率的含義也有可能不相同，比如有的文獻(xiàn)僅給出了發(fā)射線圈與接收線圈之間無線電能的傳輸效率，而有的文獻(xiàn)給出的是從發(fā)射回路直流電源到接收回路直流輸出端口之間的整機(jī)效率[3-5, 9].對于經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)的整機(jī)效率，根據(jù)近期文獻(xiàn)數(shù)據(jù)整理結(jié)果表明，現(xiàn)有系統(tǒng)整機(jī)效率范圍為61%～89%[11].但這些效率指標(biāo)通常是在某個(gè)傳輸距離及上限負(fù)荷條件下得到的，由于缺少傳輸距離和負(fù)載變化時(shí)的效率數(shù)據(jù)，系統(tǒng)總體工作效率得不到完整體現(xiàn).

另一方面，經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)工作時(shí)會對人體產(chǎn)生危害，主要體現(xiàn)在熱效應(yīng)和電激效應(yīng)兩個(gè)方面：熱效應(yīng)用單位質(zhì)量人體組織吸收的能量值，即比吸收率(SAR)評估；電激效應(yīng)用電場強(qiáng)度(E)評估[13].人體組織溫度達(dá)到41 ℃以上時(shí)，會導(dǎo)致組織熱損傷，危害人體健康[14].國際非電離輻射安全委員會(ICNIRP)電磁輻射設(shè)計(jì)導(dǎo)則、IEEE Std C95.1—2005標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定了SAR和E等參數(shù)的評估標(biāo)準(zhǔn)，目前對于SAR的研究主要以仿真建模為主[15].通過對生物體內(nèi)組織的電流密度和電場強(qiáng)度的仿真研究，可以分析經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)對人體組織產(chǎn)生的電激效應(yīng)[13].

目前，國內(nèi)外技術(shù)人員研究的經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)在性能和安全性等方面存在許多問題.文獻(xiàn)[14,16]中分別通過LCC-C補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)和參數(shù)優(yōu)化提高了系統(tǒng)的傳輸效率，但系統(tǒng)輸出功率太小.文獻(xiàn)[9, 17]通過發(fā)射回路逆變器頻率或脈寬調(diào)制實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)恒壓輸出，但未考慮優(yōu)化效率.文獻(xiàn)[2]提出了一種四閉環(huán)控制系統(tǒng)，分別通過調(diào)節(jié)發(fā)射回路逆變器輸出電壓、工作頻率和補(bǔ)償電容控制系統(tǒng)輸出電流，并提高整機(jī)效率，不過沒有進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證.文獻(xiàn)[18]將經(jīng)皮能量傳輸系統(tǒng)放入豬體內(nèi)，來驗(yàn)證系統(tǒng)的熱安全性能，但是實(shí)驗(yàn)難以區(qū)分熱量是由電路損耗產(chǎn)生還是由于生物組織吸收電磁場能量產(chǎn)生的.文獻(xiàn)[15]建立了人體電磁仿真模型，驗(yàn)證了高頻電磁場產(chǎn)生的SAR低于限值，不過沒有研究溫升和電激效應(yīng).

此外，各類變換器及無線供能系統(tǒng)中廣泛采用的能量注入等控制方法能實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的恒壓輸出和效率提升，這些方法可以在經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)研究中借鑒，文獻(xiàn)[19]針對buck和boost工作模式下的變壓器隔離式雙有源橋式雙向DC-DC變換器，提出在重載、中載和輕載3個(gè)不同負(fù)載區(qū)間內(nèi)分別采用連續(xù)脈沖方波、正負(fù)脈沖寬度調(diào)制波及能量注入方法提高運(yùn)行效率，其中輕載時(shí)采用的能量注入方法通過間歇性輸出脈沖方波實(shí)現(xiàn)對輸出端電容的充電.文獻(xiàn)[20-21]提出了一種基于發(fā)射回路能量注入及自由諧振雙工作模式動態(tài)切換的控制方法，該方法通過系統(tǒng)輸出電壓的直接反饋來控制工作模式的切換，從而有效地完成對輸出電壓的控制，避免了無線供電非線性系統(tǒng)的復(fù)雜建模及控制設(shè)計(jì).本文針對一種經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)進(jìn)行研究，設(shè)計(jì)了基于能量注入的變頻恒壓控制方法，在負(fù)載變化時(shí)采用能量注入方法實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的等效重載高效率無線供能，同時(shí)利用系統(tǒng)電壓增益與工作頻率之間的單調(diào)性變化關(guān)系，在傳輸距離發(fā)生變化時(shí)通過變頻控制保持恒壓輸出.該系統(tǒng)采用全橋逆變器及全橋整流器，整流器采用同步整流技術(shù)，同步雙向DC/DC變換器實(shí)現(xiàn)體內(nèi)電池的充放電.通過電路分析得到系統(tǒng)特性函數(shù)，并且分析了能量注入控制方法與系統(tǒng)輸出電壓紋波的數(shù)學(xué)關(guān)系，同時(shí)建立了基于STM32F103微處理器和氮化鎵半橋功率器件LMG5200的實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)，并得到了實(shí)驗(yàn)結(jié)果.最后通過多物理場仿真軟件COMSOL建立了由皮膚層、脂肪層和肌肉層組成的人體組織模型，并進(jìn)行了最大負(fù)荷下的人體組織安全性仿真研究，仿真結(jié)果表明各項(xiàng)數(shù)據(jù)均小于限值.

1 系統(tǒng)原理

1.1 原理分析

經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)電路如圖1所示，它主要由全橋逆變器、發(fā)射線圈、接收線圈、補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)、同步整流器、同步雙向DC/DC變換器和電池組成， 全橋逆變器由開關(guān)管Q1～Q4和二極管D1～D4構(gòu)成，同步整流器由開關(guān)管Q5～Q8、二極管D5～D8和電容Co構(gòu)成，同步雙向DC/DC變換器由開關(guān)管Q9和Q10、二極管D9和D10、電感Lb和電容Cb構(gòu)成；L1、L2和M分別為發(fā)射線圈、接收線圈的自感以及兩線圈間的互感，r1和r2分別為發(fā)射線圈和接收線圈的電阻，C1和C2分別為發(fā)射回路和接收回路的補(bǔ)償電容，人工心臟和體內(nèi)電池分別等效為電阻RL和Rb，Uin為直流電源電壓，U1和I1分別為全橋逆變器的輸出電壓和電流，U2、I2和Io分別為同步整流器的輸入電壓、輸入電流和輸出電流，Ub、Ib和Is分別為同步雙向DC/DC變換器電池側(cè)電壓、電流和非電池側(cè)電流，Uo為系統(tǒng)輸出電壓.由圖1可得：

(1)

圖1 經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)電路圖Fig.1 Circuit of wireless TET

式中：ω為工作角頻率；Re為整流器的等效輸入電阻.當(dāng)電池不充電時(shí)Re=8RL/π2，充電時(shí)Re為

(2)

式中：d1為同步雙向DC/DC變換器的占空比.根據(jù)式(1)可以分別得到系統(tǒng)電壓增益GV、電流增益GI和傳輸效率η：

ωMRe{[r1(r2+Re)+(ωM)2-X1X2]2+

(3)

(4)

(5)

式中：

X1=ωL1-1/(ωC1)
X2=ωL2-1/(ωC2)

發(fā)射回路輸入阻抗Zin為

(6)

1.2 變頻恒壓和效率優(yōu)化方法分析

根據(jù)式(3)～(5)可以得到如圖2所示的無線供能系統(tǒng)的特性曲線圖(f為工作頻率)，特性曲線計(jì)算采用體內(nèi)外平面螺旋線圈直徑70 mm，傳輸距離10～15 mm，人工心臟功率5～20 W，電池充電功率10 W，諧振頻率160 kHz的經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)典型技術(shù)指標(biāo)[3].

該系統(tǒng)的輸入及輸出電壓分別設(shè)定為20 V和24 V，即電壓增益GV=1.2.當(dāng)傳輸距離變化引起互感M變化，以及負(fù)載從5 W到30 W變化時(shí)，輸出電壓需保持恒定.從圖2(a)可見，在諧振頻率左右兩個(gè)區(qū)域電壓增益與工作頻率之間呈單調(diào)遞增或遞減關(guān)系，因此可以通過變頻實(shí)現(xiàn)GV=1.2的恒壓控制.當(dāng)工作頻率大于諧振頻率時(shí),根據(jù)式(6)可得發(fā)射回路輸入阻抗Zin的相角大于0，此時(shí)逆變器可工作在軟開關(guān)狀態(tài).并且從圖2(b)可見，傳輸效率隨工作頻率增加而增大，因此選擇右邊區(qū)域進(jìn)行變頻恒壓控制.另一方面，從圖2(b)可見，負(fù)載越大傳輸效率越高，當(dāng)工作頻率大于180 kHz、負(fù)載30 W且傳輸距離10～15 mm變化時(shí)傳輸效率可達(dá)93%以上，且效率曲線平坦.因此采用能量注入法進(jìn)行無線電能傳輸，即以最大功率30 W進(jìn)行間歇性的無線電能傳輸，通過調(diào)節(jié)能量注入占空比來匹配不同的負(fù)載.圖2(c)所示為30 W負(fù)載下的電壓增益GV和電流增益GI隨工作頻率變化的曲線圖，從兩條實(shí)線的電壓增益GV曲線可見，GV=1.2時(shí)的工作頻率范圍在185～190 kHz之間.兩條虛線的電流增益GI曲線表明，GI的變化范圍為0.55～0.8之間，因此發(fā)射回路電流I1的變化范圍較小.此外，如圖3所示，在30 W負(fù)載及選定工作頻率范圍內(nèi)發(fā)射回路的補(bǔ)償電容C1和發(fā)射線圈的端電壓均不超過75 V，接收回路的補(bǔ)償電容C2和接收線圈的端電壓均不超過50 V.

圖2 系統(tǒng)特性曲線圖Fig.2 Curves of system characteristics

圖3 線圈及電容電壓曲線圖Fig.3 Voltage curves of capacitances and coils

1.3 能量注入的變頻恒壓控制方法

當(dāng)負(fù)載為30 W時(shí)，系統(tǒng)高效率運(yùn)行，這里采用能量注入技術(shù)來控制整流器的等效輸入電阻，使系統(tǒng)只在負(fù)載為30 W時(shí)無線傳輸電能.能量注入波形如圖4所示，其中T為逆變器工作周期，d2為能量注入占空比，Tc為能量注入控制周期.系統(tǒng)存在兩種運(yùn)行模式：模式 I 中，開關(guān)管對Q1和Q4、Q2和Q3交替導(dǎo)通，U1超前于I1，逆變器工作于軟開關(guān)狀態(tài)，此時(shí)，由其向負(fù)載供能同時(shí)為電容Co充電，輸出電壓持續(xù)上升，系統(tǒng)處于能量注入狀態(tài)；模式 II 中，開關(guān)管Q1～Q4全部關(guān)斷，逆變器不為負(fù)載供能，此時(shí)主要由電容Co為負(fù)載供能，輸出電壓持續(xù)下降，系統(tǒng)處于能量耗散狀態(tài).在模式 I 中系統(tǒng)負(fù)載為30 W，模式 II 中系統(tǒng)不傳遞電能.

圖4 能量注入的變頻恒壓控制波形圖Fig.4 Wave diagram of energy injection variable frequency constant voltage control

理想情況下輸入功率P為

(7)

(8)

(9)

由式(9)中可以看出，系統(tǒng)的輸出電壓紋波僅與模式 II 持續(xù)時(shí)間和時(shí)間常數(shù)ReCo有關(guān)，模式 II 持續(xù)時(shí)間越短，時(shí)間常數(shù)ReCo越大，輸出電壓紋波越小.但是實(shí)際工作時(shí)，d2和Re會隨工作條件的變化而變化，無法確定.因此，可以通過設(shè)置控制周期Tc和電容Co來滿足輸出電壓紋波的要求.圖5為ΔUo隨等效輸入電阻變化的紋波系數(shù)曲線圖，其中圖5(a)為控制周期Tc固定時(shí)不同電容Co下的曲線，圖5(b)為電容Co固定時(shí)不同控制周期Tc下的曲線，從圖中可以看出，電容Co越大，控制周期Tc越小，輸出電壓紋波越小.但是電容Co的增大會導(dǎo)致系統(tǒng)體積的增大，而控制周期Tc越小則單個(gè)控制周期內(nèi)可供通斷控制的逆變器工作周期數(shù)Tcω/(2π)越小.因此，在滿足輸出電壓紋波需求的情況下，應(yīng)盡量減小電容Co并選擇較大的控制周期Tc.

圖6為能量注入變頻恒壓控制方法的程序流程圖，由圖中可見，該方法首先通過電壓和電流傳感器檢測得到系統(tǒng)的輸出電壓Uo和電流Io，然后將信息通過無線通信反饋至發(fā)射回路微處理器，同時(shí)監(jiān)測Uin，計(jì)算得到能量注入占空比d2和電壓增益GV，利用定時(shí)器調(diào)節(jié)d2，若GV大于期望電壓增益1.2，則按預(yù)設(shè)的調(diào)節(jié)值增大工作頻率f，反之則減小f.通過以上方法，可以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的效率優(yōu)化和恒壓輸出.

圖5 輸出電壓紋波系數(shù)圖Fig.5 Coefficient of output voltage ripple

圖6 程序流程圖Fig.6 Program flowchart

圖7 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)圖Fig.7 Experimental system

2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了對圖1所示的經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)進(jìn)行可行性驗(yàn)證及性能測試，搭建了如圖7所示的發(fā)射回路和接收回路均采用STM32F103微處理器的實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)，其中逆變器和同步雙向DC/DC變換器由3個(gè)氮化鎵半橋功率器件LMG5200構(gòu)成，LMG5200由兩個(gè)具有15 mΩ超低導(dǎo)通電阻的GaNFET及其驅(qū)動芯片組成，同步整流器由兩塊CEM6088L芯片及同步整流驅(qū)動芯片STSR30構(gòu)成，CEM6088L芯片中MOSFET的低導(dǎo)通電阻為18 mΩ，D1～D4及D9、D10采用型號為SR260的肖特基二極管，D5～D8采用型號為SS34的肖特基二極管，體內(nèi)電池選用4節(jié)3.7 V/1 300 mA的鋰電池，發(fā)射線圈和接收線圈均為28匝、直徑69 mm的平面螺旋線圈，線圈由300股0.04 mm的利茲線繞制而成，系統(tǒng)諧振頻率為160 kHz，雙向DC/DC變換器工作頻率為40 kHz，電源直流電壓20 V，系統(tǒng)的其他物理參數(shù)如表1所示.根據(jù)式(9)，在滿足輸出電壓紋波小于±2%的要求下，選擇電容Co為220 μF，控制周期Tc為0.2 ms，為簡化實(shí)驗(yàn)，采用線性隔離光耦HCNR200代替無線通信反饋信號.

表1 系統(tǒng)物理參數(shù)Tab.1 Physical parameters of system

圖8所示為基于能量注入變頻恒壓控制方法的無線供能系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)波形，圖8(a)為傳輸距離15 mm、20 W和5 W人工心臟負(fù)荷條件下系統(tǒng)的輸出電壓Uo和同步整流器輸出電流Io波形，圖8(b)為傳輸距離10 mm、30 W最大負(fù)荷(20 W人工心臟負(fù)荷加上10 W體內(nèi)電池充電負(fù)荷)和20 W人工心臟負(fù)荷條件下的Uo和Io波形.在對體內(nèi)電池充電時(shí)同步雙向DC/DC變換器運(yùn)行在同步Buck電路工作模式，通過控制占空比實(shí)現(xiàn)對電池的恒流恒壓充電.由圖8(a)和圖8(b)可見，在人工心臟最大和最小負(fù)荷、不同的傳輸距離及電池充電狀態(tài)下，系統(tǒng)都能有效地輸出24 V的期望電壓，同時(shí)在負(fù)荷發(fā)生變化時(shí)輸出電壓能在10 ms內(nèi)快速回歸到期望值.由圖1及圖8(b)可見，在最大負(fù)荷30 W時(shí)電流Io包含了20 W人工心臟負(fù)荷電流和同步雙向DC/DC變換器在同步Buck運(yùn)行狀態(tài)下的充電電流Ib.圖8(c)所示為傳輸距離為10 mm、負(fù)載20 W時(shí)能量注入控制方式下全橋逆變器的輸出電壓U1和電流I1的波形圖，此時(shí)能量注入占空比為0.64.圖8(d)所示為同步整流器開關(guān)管漏源極電壓UDS及其驅(qū)動信號USR波形，當(dāng)UDS變低(二極管導(dǎo)通)時(shí)USR馬上升高，開關(guān)管導(dǎo)通實(shí)現(xiàn)同步整流；當(dāng)UDS變高之前USR變?yōu)榈碗娖?，使開關(guān)管關(guān)斷以防止同步整流器上下橋臂直通.圖8(e)所示為同步整流電路的二極管電流ID波形以及與該二極管并聯(lián)的功率開關(guān)管電流IDS波形，可見在正弦半波導(dǎo)通的過程中，當(dāng)二極管導(dǎo)通時(shí)開關(guān)管導(dǎo)通，半波導(dǎo)通即將完成時(shí)開關(guān)管關(guān)斷而二極管續(xù)流，符合圖8(d)中的驅(qū)動邏輯.圖8(f)和8(g)所示為傳輸距離10 mm、負(fù)載25 W(15 W人工心臟負(fù)荷加上10 W體內(nèi)電池充電負(fù)荷)以及傳輸距離15 mm、負(fù)載15 W時(shí)系統(tǒng)輸出電壓紋波波形，由圖可見，在不同傳輸距離、負(fù)荷和電池充電狀態(tài)下紋波均小于±2%，滿足實(shí)驗(yàn)要求，驗(yàn)證了理論的有效性.圖8(h)和8(i)所示分別為雙向DC/DC變換器電池側(cè)在10 W電池充電(體外無線供電)和20 W電池放電(體內(nèi)有線供電)時(shí)4個(gè)工作周期的端口電流和電壓波形.圖8(j)所示為雙向DC/DC變換器非電池側(cè)在20 W和5 W放電(體內(nèi)有線供電)時(shí)的端口電壓和電流波形.由以上圖可見，同步雙向DC/DC變換器能夠?yàn)轶w內(nèi)電池提供較穩(wěn)定的充電電壓和電流，同時(shí)能為人工心臟負(fù)載提供24 V的期望電壓，并且在負(fù)載發(fā)生跳變時(shí)，輸出電壓能夠在短時(shí)間內(nèi)快速回歸期望值.

圖9所示為不同傳輸距離和負(fù)載情況下，系統(tǒng)控制參數(shù)的理論值和實(shí)驗(yàn)值的對比圖.由圖可見，能量注入占空比與輸出功率呈正比，當(dāng)負(fù)載變化時(shí)，調(diào)節(jié)能量注入占空比，使系統(tǒng)保持在30 W負(fù)載下以高效率傳輸能量，工作頻率基本不變；由圖2(a)及圖9(a)可見，當(dāng)傳輸距離變化時(shí)，系統(tǒng)電壓增益特性改變，因此需調(diào)節(jié)工作頻率使輸出電壓恒定.逆變器和同步整流器開關(guān)管上存在壓降，因此實(shí)際工作頻率小于理論值.另外，發(fā)射線圈和接收線圈可能存在較小的徑向偏移，但徑向偏移與線圈軸向距離變化對系統(tǒng)特性的影響是一致的，均表現(xiàn)為線圈互感變化對系統(tǒng)特性的影響，限于篇幅本文不作研究.

圖8 經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveforms of wireless TET system

圖9 控制參數(shù)曲線圖Fig.9 Curve of control parameter

圖10所示為不同傳輸距離下無線供電以及體內(nèi)電池有線供電時(shí)整機(jī)效率隨負(fù)荷變化的曲線圖，圖中實(shí)線代表采用能量注入變頻恒壓控制方法，虛線代表采用變頻恒壓控制方法.由圖可見，無線供電時(shí)整機(jī)效率隨負(fù)荷的增大而提高，30 W負(fù)荷下15 mm和10 mm傳輸距離時(shí)整機(jī)效率分別達(dá)到83%和90%左右，此時(shí)體外逆變器、體內(nèi)同步整流電路、雙向DC/DC變換器、發(fā)射線圈和接收線圈均損耗一定的能量.而體內(nèi)電池有線供電時(shí)只有同步雙向DC/DC變換器損耗能量，所以供電效率很高，最大效率可以達(dá)到95%以上.在整個(gè)負(fù)載變化范圍內(nèi)，采用能量注入變頻恒壓控制方法時(shí)的整機(jī)效率能基本保持恒定，且能量注入變頻恒壓控制方法明顯優(yōu)于變頻恒壓控制方法，特別是在低負(fù)荷區(qū)域，5 W負(fù)荷和15 mm傳輸距離時(shí)整機(jī)效率提升了25%.

3 人體組織安全性仿真實(shí)驗(yàn)

經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)工作時(shí)發(fā)射線圈和接收線圈會產(chǎn)生高頻電磁場，它對人體組織帶來的危害主要體現(xiàn)在熱效應(yīng)和電激效應(yīng)兩個(gè)方面，熱效應(yīng)可以用單位質(zhì)量人體組織吸收的能量值SAR評估，電激效應(yīng)用電場強(qiáng)度E評估，且SAR=σ|E|2/ρ，其中σ和ρ分別為人體組織的電導(dǎo)率和密度.由國際非電離輻射安全委員會(ICNIRP)制定的電磁輻射設(shè)計(jì)導(dǎo)則可知，160～200 kHz范圍內(nèi)E和SAR的限值分別為21.6 V/m和2 W/kg.圖11所示為利用多物理場仿真軟件COMSOL建立的人體組織模型，該模型由皮膚層、脂肪層和肌肉層組成，發(fā)射線圈緊貼皮膚表面，接收線圈平行放置在距離發(fā)射線圈10 mm的脂肪層，各層組織的介電常數(shù)ε、電導(dǎo)率σ和密度ρ如表2所示[13,22].

圖11顯示了人體組織電場強(qiáng)度分布仿真結(jié)果，此時(shí)系統(tǒng)負(fù)載功率設(shè)定為30 W.由圖可見，皮膚層、脂肪層和肌肉層中的最大電場強(qiáng)度分別為13.8 V/m、12.5 V/m和8.9 V/m，其中最大電場強(qiáng)度出現(xiàn)在發(fā)射線圈下方的皮膚層.通過E計(jì)算可以得到皮膚層、脂肪層和肌肉層中SAR最大值分別為16.9 mW/kg、7.5 mW/kg和27.2 mW/kg.仿真結(jié)果表明由該經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)產(chǎn)生的高頻電磁場對人體組織的危害處于安全范圍之內(nèi).

圖11 人體組織電場強(qiáng)度分布圖Fig.11 Electric field intensity distribution of human tissue

高頻電磁場的熱效應(yīng)和線圈發(fā)熱會導(dǎo)致人體組織溫度升高，當(dāng)人體局部組織達(dá)到41 ℃時(shí)，會導(dǎo)致組織熱損傷.利用上述人體組織模型和Pennes熱傳遞模型進(jìn)行人體組織溫升的仿真研究，圖12所示為仿真30 min后溫度達(dá)到穩(wěn)定時(shí)人體組織的溫度分布結(jié)果，仿真過程中設(shè)定人體溫度為37 ℃，空氣溫度為30 ℃，經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)負(fù)載為30 W.由圖可見，皮膚層、脂肪層和肌肉層中的最大溫度值分別為38.8 ℃、37.9 ℃和37.5 ℃，人體組織各處溫度均小于41 ℃，且都留有一定的安全裕量.

圖12 人體組織溫度分布圖Fig.12 Temperature distribution of human tissue

4 結(jié)語

TET技術(shù)解決了纜線供電時(shí)的傷口感染問題，提升了患者的生活質(zhì)量.本文研究的經(jīng)皮無線供能系統(tǒng)主要由逆變器、耦合線圈、同步整流器、同步雙向DC/DC變換器和體內(nèi)電池組成，該系統(tǒng)可由體外電源無線供電，也可以由體內(nèi)電池直接供電.基于電路理論分析得到了系統(tǒng)的電壓增益、電流增益和傳輸效率函數(shù)，并據(jù)此進(jìn)行能量注入變頻恒壓控制，使得系統(tǒng)效率高及輸出電壓在傳輸距離和負(fù)荷變化時(shí)保持恒定.搭建了實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)，發(fā)射回路和接收回路均采用STM32f103C8T6微處理器和LMG5200等超低導(dǎo)通電阻功率器件，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了在不同傳輸距離和負(fù)荷條件下系統(tǒng)能實(shí)現(xiàn)無線恒壓供電，整機(jī)效率達(dá)到83%以上，體內(nèi)電池有線供電時(shí)最大效率達(dá)到95%.利用多物理場仿真軟件COMSOL建立了由皮膚層、脂肪層和肌肉層組成的人體組織模型，在此基礎(chǔ)上進(jìn)行了人體組織安全性仿真研究，仿真結(jié)果表明在最大負(fù)荷條件下，高頻電磁場在人體組織內(nèi)產(chǎn)生的最大電場強(qiáng)度和SAR分別為13.8 V/m和27.2 mW/kg，最高溫度為38.8 ℃.