鄒啟群，王衛(wèi)星，舒逸石，張 霄，席晟哲

（1.國網河南省電力公司安陽供電公司，河南 安陽 455000；2.許繼電氣股份有限公司，河南 許昌 461000；3.許昌許繼軟件技術有限公司，河南 許昌 461000

0 引 言

新能源的發(fā)展是實現(xiàn)化石能源到新能源轉型的有效途徑，在國家政策的支持下，近幾年得到了前所未有的發(fā)展。當前，集中式光伏和風電的大面積接入電網，存在遠距離輸電損耗大和電能無法消納的問題，針對這些問題，在負荷聚集中心安裝分散式風電，實現(xiàn)就地消納和自發(fā)自用，解決了新能源發(fā)展存在的問題。同時，分散式發(fā)電和非線性負荷的大量接入給電力系統(tǒng)的電能質量造成了污染。分散式風電與風速等外在因素息息相關，如在白天風速小時，分散式風電工作在低功率區(qū)間，并網電流諧波含量較大造成電網污染。如何在低功率區(qū)間降低分散式風電變流器并網電流的諧波含量，凈化電網，滿足負荷對電能質量的高要求，是當前需要解決的主要問題。

高轉換效率是一直業(yè)界關注的熱點問題，因此不但要關注變流器低功率區(qū)間電流諧波注入的問題，而且也要關注高功率區(qū)間變流器轉換效率提升難的問題。由于電力電子本身的固有工作特性，使得變流器的高轉換效率和電流低諧波含量往往難以兼顧，對此國內外學者做了大量的研究工作，文獻[1]提出一種可提高效率的大電流不開斷控制方法，具有一定的有效性和可操作性。針對變流器中低功率區(qū)間的效率問題，文獻[2]分析了傳統(tǒng)光伏三電平逆變器的損耗特點，優(yōu)化了傳統(tǒng)三電平并網逆變器的硬件結構和控制策略，提高了光伏逆變器在中低功率范圍內的效率。文獻[3]通過分析變流器損耗與變流器開關頻率的關系，將變流器系統(tǒng)作為一個整體進行效率優(yōu)化，提出開關頻率的設計方法，實現(xiàn)變流器效率的最大化。文獻[4，5]通過分析電流情況，在實現(xiàn)中性點電平平衡的同時，降低了變流器的半導體器件損耗。文獻[6，7]通過優(yōu)化LCL虛擬電阻的大小和改進控制算法降低變流器輸出電流的諧波含量。但上述文獻均未解決變流器在低功率區(qū)間電流總諧波畸變率高和在高功率區(qū)間轉換效率低的問題，具有一定的局限性。

不管是直驅型還是雙饋型風電，都需要用到DC/AC變流器，但因為應用場合的不同，可基于相同硬件的主拓撲結構，植入不同的控制程序，實現(xiàn)不同功能。DC/AC變流環(huán)節(jié)是其共有的關鍵部分，本文基于三電平中點鉗位DC/AC拓撲結構，在控制策略一定的情況下，改變傳統(tǒng)在控制環(huán)中調整算法對其進行優(yōu)化的方式，創(chuàng)新性地從優(yōu)化調制方式著手，重點從變流器電流諧波影響因素出發(fā)，融合五段式和七段式空間電壓矢量調制算法（SVPWM）的優(yōu)點，以50 kW風力變流器為研究對象，探討了一種適用于中小功率等級變流器混合式SVPWM調制方法。該方法可降低變流器在低功率區(qū)間的并網電流諧波含量，提高高功率區(qū)間的逆變效率，并通過仿真和實物驗證了該調制方法的有效性。

1 拓撲結構

本文以目前分布式電源常用的三電平二極管中點鉗位拓撲為基礎，拓撲結構示意圖如圖1所示。交流濾波器采用單L濾波器，其中L代表濾波器，R代表等效線路電阻，ea、eb和ec代表大電網三相電壓源，n為電網中性點。

圖1 變流器主電路拓撲結構示意圖

2 DC/AC變流器諧波含量的影響因素

DC/AC變流器工作在逆變狀態(tài)時，將直流電通過一定的開關組合輸出與控制策略目標函數等效的方波，但此時含有大量的諧波，無法直接利用，需要添加濾波器濾除斬波后信號中的高次諧波。對DC/AC變流器而言，其斬波后信號的諧波含量由開關器件的占空比和開關頻率決定。DC/AC變流器所采用的濾波器（單電感濾波或LCL濾波）是一個低通濾波器。濾波器將濾除經開關器件斬波后得到電壓電流中的高頻分量，保留其低頻部分，從而使得變流器輸出電流為正弦波。電感并不是一個理想的低通濾波器，難以完美地濾除高頻諧波，而這些高頻諧波就是電壓或電流畸變率的主要來源。本節(jié)重點分析調制比和開關頻率與電流諧波含量的關系，具體如下。

2.1 調制比與諧波含量的關系

利用MATLAB/Simulink軟件搭建單相DC/AC變流器等效仿真模型，并去除變流器的濾波部分，即DC/AC變流器直接與阻性負載相連。仿真模型如圖2所示，DG為直流電源，Udc為直流電壓，idc為直流側輸出電流，V為橋側電壓，i為交流電流，R為交流負載。

圖2 單相DC/AC變流器仿真模型示意圖

仿真試驗將調制波和載波的峰峰值數據均以調制波峰值為基準進行歸一化處理。調制波采用正弦波，設定正弦波頻率為50 Hz，峰峰值為2 V載波采用三角波，選取峰峰值為2 V和峰峰值為5 V，頻率均為5 kHz，此時對應的調制比分別為1和0.4。對變流器輸出的電流波形進行快速傅里葉分析，驗證不同調制比對電流諧波的影響。仿真結果如圖3所示，縱坐標為歸一化電流，橫坐標為開關頻率。

圖3 傅里葉分析后得到的各頻率下的幅值分布情況

從圖3可以看出，當三角波峰峰值與正弦波峰峰值比較大時，即調制比較小時，斬波形成的電流波形中高頻諧波含量較高。此時，需要選擇截止頻率較低的濾波器，才能保證變流器輸出信號的諧波含量在合理范圍內。這也說明了在變流器輸出功率遠低于額定功率時，變流器輸出電流的諧波含量更多，即調制比越低，諧波含量越高。在開關頻率和濾波器參數確定的條件下，變流器輸出電壓和電流的諧波分量主要是由變流器拓撲的工作特性決定的。

2.2 開關頻率與諧波含量的關系

仿真模型和第一組試驗相同，實驗選取兩組載波數據，峰峰值均為2 V，頻率分別為2.5 kHz和5 kHz的三角波，調制比均為1。對斬波后的電流波形進行快速傅里葉分析得到如圖4所示。

圖4 傅里葉分析后得到的各頻率下的幅值分布情況

從圖4可知，電流諧波含量主要集中在開關頻率附近，三角波的頻率對斬波后信號的開關頻率上的諧波含量沒有較大影響。依據低通濾波器的特點，在交流濾波器確定的情況下，開關頻率越高，電流諧波含量越低。

2.3 三電平DC/AC變流器模擬仿真

為了驗證上述觀點的正確性，搭建如圖1所示的Simulink三相DC/AC逆變器并網仿真模型，并網線電壓為380 V，額定功率為10 kW，采用常規(guī)七段式SVPWM調制方式，并分別設定仿真模型的開關頻率為5 kHz和10 kHz，在0.6 s時，變流器輸出A相并網電流峰值從5 A切換至20 A。仿真結果如圖5所示。

從圖5可得，當開關頻率提高時，變流器的電流總諧波畸變率有了較為明顯的降低。當輸出電流增大時，即調制比變大時，電流總諧波畸變率明顯降低，且不同開關頻率下的電流總諧波畸變率差距在縮小，與上節(jié)分析結果相吻合。

圖5 實驗得到的兩個頻率下電流總諧波畸變率隨時間變化情況

3 五段式和七段式SVPWM調制方式對比分析

對變流器而言，從零矢量的分配角度分類，常見的SVPWM調制方式包括五段式和七段式[8-10]。圖6和圖7分別為七段式調制方式示意圖和五段式調制控制方式示意圖。圖中cmp1、cmp2以及cmp3分別為三電平DC/AC的3個橋臂功率器件的導通時間。從圖6和圖7可以看出，在一個開關周期內，五段式調制方式比七段式調制方式單個橋臂的開關次數減少了4次，可有效降低功率器件的開關損耗，同時五段式調制方式會增加諧波含量。

圖6 七段式控制方式示意圖

圖7 五段式控制方式示意圖

為了研究五段式控制方式和七段式控制方式對變流器轉換效率和電流總諧波畸變率的影響，本文利用Simulink軟件建立了三電平DC/AC變流器并網仿真模型，工作于逆變狀態(tài)，額定功率為50 kW，設定直流電壓為700 V，交流線電壓為380 V，輸入功率為5 kW，分析該模型在5 kHz、10 kHz、15 kHz以及20 kHz開關頻率和兩種控制方式下變流器轉換效率及電流總諧波畸變率隨開關頻率的變化情況。仿真結果如圖8和圖9所示。

圖8 兩種控制方式下的轉換效率

圖9 兩種控制方式下的電流諧波總畸變率

從圖8可知，開關頻率從5 kHz到20 kHz，五段式逆變效率降低了3%，七段式逆變效率降低了2.8%，五段式較七段式逆變效率最大高0.8%；從圖9可知，開關頻率從5 kHz到20 kHz，五段式電流總諧波畸變率降低5%，七段式電流總諧波畸變率降低4%，七段式較五段式電流總諧波畸變率最大低2%。即在一定條件下，隨著開關頻率從5 kHz增加到20 kHz，50 kW DC/AC變流器在五段式和七段式SVPWM調制方式下轉換效率和并網電流總諧波畸變率均降低，但五段式比七段式轉換效率和電流總諧波畸變率高。

4 一種混合式SVPWM調制方法

4.1 算法流程分析

SVPWM在進行控制時必然會產生中性點偏移的情況，通過調節(jié)兩個零矢量的占比可以有效抑制中性點偏移。當其中一個零矢量占比為0時，七段式控制方式就會變成五段式控制方式，實現(xiàn)七段式到五段式的切換。反之亦然。本方案重點需要根據選定的IGBT本身特性確定開關頻率的調節(jié)范圍，根據50 kW變流器的設計經驗，可將基本開關頻率設定為10 kHz，下限為5 kHz，上限為20 kHz，電流總諧波畸變率為并網電流總諧波畸變率。由于變流器的功率輸出一般是從小逐漸增大，因此初始調制方式設定為七段式SVPWM調制，方案詳細工作流程如圖10所示。

圖10 混合式SVPWM調制方式控制流程

本文設計的適用于中小功率等級的變流器混合調制方法在輸出功率較低，電流總諧波畸變率大于設定值時，采用七段式SVPWM調制方式，并在IGBT正常工作范圍內提高開關器件的開關頻率，從而降低變流器電流總諧波畸變率。當輸出功率較大時，根據變流器電流總諧波畸變率降低變流器開關器件的開關頻率，并靈活切換變流器工作方式，從而確保變流器電流總諧波畸變率≤5%，實現(xiàn)變流器效率的提升。

4.2 仿真分析

通過Simulink軟件搭建了圖1所示拓撲結構的50 kW風電變流器仿真模型，直流側電壓為700 V，交流線電壓為380 V。為了驗證前文所述方法的準確性，試驗分別采用七段式SVPWM調制方式、五段式SVPWM調制方式以及混合式SVPWM調制方式進行對比分析，設定并網電流隨仿真時間變化設定值，如表1所示。3種調制方式對應的逆變效率和并網電流總諧波畸變率仿真結果如圖11和圖12所示。

表1 并網電流設定值

圖11 3種調制方式下逆變效率的變化情況

圖12 3種調制方式下電流諧波總畸變率的變化情況

從圖11和圖12的仿真結果可知，在變流器輸出功率較低時，采用混合式調試方式降低了變流器轉換效率的同時，也降低了并網電流總諧波畸變率。當變流器輸出功率增大時，采用混合式控制方式通過犧牲一定電流總諧波畸變率的方式，提升了變流器的轉換效率。從整體情況來看，混合式SVPWM調制方式在50 kW變流器的低功率區(qū)間和高功率區(qū)間較好地兼顧了電流總諧波畸變率和逆變效率。

5 實驗驗證

基于二極管中點鉗位三電平DC/AC拓撲結構，采用LCL濾波器，開發(fā)了單級式高功率密度50 kW風電變流器標準功率模塊，并在實驗室搭建了并網試驗平臺，如圖13所示。試驗所采用變流器實物如圖14所示，采用日本橫河WT1800高精度功率分析儀測量變流器在不同功率環(huán)境下的功率及諧波變化情況。重點對比低功率段和高功率段，設定變流器輸入功率選擇5%、10%、20%、75%以及100%額定功率5個點進行試驗,設定直流電壓為700 V，閉合分離開關K1、K3以及K4，使其工作于逆變狀態(tài)。風電變流器滿功率放電A相電壓和電流波形如圖15所示，實驗得到的數據如表2所示。

圖13 試驗平臺示意圖

圖14 50 kW風電變流器功率模塊

圖15 風電變流器A相電壓和電流波形

如表2所示，在5%、10%以及20%的3個額定功率點，混合式SVPWM調制方式使并網電流總諧波畸變率最大降低了約1.53%，但是逆變效率最大降低了約0.7%。在75%和100%額定功率點，混合式SVPWM調制方式使逆變效率最大提高了約0.41%，并網電流總諧波畸變率最大提高約0.17%。混合式SVPWM調制方法可有效降低50 kW三電平風電變流器在低功率區(qū)間的電流諧波總畸變率，并有效提高高功率區(qū)間的轉換效率。但是由于大功率變流器的IGBT功率器件本身工藝和特性限值，導致無法采用高開關頻率，因此本文的方法只適用于中小功率等級變流器。

表2 兩種不同SVPWM調制方式下效率和電流總諧波畸變率

6 結 論

為解決分散式風電在低功率區(qū)間電流諧波畸變率高和在高功率區(qū)間效率低的問題，分析五段式和七段式SVPWM算法優(yōu)缺點，探討一種適用于中小功率等級變流器的混合式SVPWM調制方法，并以50 kW三電平風電變流器為例展開仿真和試驗驗證，證明該方法的有效性。但是，在實際開發(fā)過程中，由于大功率等級變流器的IGBT特性限值，不適用該方法，因此針對中小功率等級三電平DC/AC變流器，可依據功率器件特性和工作環(huán)境等因素，靈活選擇開關頻率調整范圍。