王 健，孫澤月，張力維，王曉鵬，姚武生，2

(1.博微太赫茲信息科技有限公司 太未來實驗室，安徽 合肥 230088；2.中國電子科技集團公司第三十八研究所，安徽 合肥 230088)

0 引言

近些年，隨著5G通信、77 GHz汽車雷達[1]和人體安檢等行業(yè)的發(fā)展，毫米波系統(tǒng)越來越受到大家的關(guān)注。與常見的射頻電路和微波電路相比，毫米波電路的尺寸更小，集成度更高，電路之間的耦合及表面波的問題更為突出。為了降低毫米波系統(tǒng)出現(xiàn)電磁兼容問題的幾率，在PCB和MMIC中，常用耦合微帶線代替常用的微帶線或共面波導(dǎo)等平面?zhèn)鬏斁€[2-4]。耦合微帶線雖然能夠降低電路間的耦合、增加系統(tǒng)的抗干擾能力，但常用儀器設(shè)備的接口與耦合微帶線不匹配，需要進行接口轉(zhuǎn)換。

目前耦合微帶線有2種常見的測試方法[5-6]：一種是耦合微帶線轉(zhuǎn)換為2根微帶線，然后用探針臺通過2根微帶線表征耦合微帶線的特性；另一種是將耦合微帶線轉(zhuǎn)換成一種便于測試傳輸線，一般使用巴倫結(jié)構(gòu)將耦合微帶線轉(zhuǎn)為微帶線或共面波導(dǎo)，然后再將微帶線或共面波導(dǎo)轉(zhuǎn)換成同軸接口或波導(dǎo)接口。第1種測試方法主要針對MMIC的測試方法，不便于PCB的測試，且對于板級測試成本太高。第2種測試方法比較適合測試板級耦合微帶線特性，但中間轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)多，且常見的巴倫結(jié)構(gòu)帶寬窄，在毫米波頻段，尤其是50 GHz以上巴倫的設(shè)計難度很高。

本文在第2種測試方法的基礎(chǔ)上設(shè)計了一種E波段轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)，省去中間的多種傳輸線轉(zhuǎn)換，通過使用集成鰭線結(jié)構(gòu)直接將矩形波導(dǎo)和耦合微帶線進行轉(zhuǎn)換，同時能夠很好地抑制耦合微帶線的共模。

1 轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)設(shè)計

耦合微帶線是由2根或多根彼此靠得很近的微帶線構(gòu)成的導(dǎo)行系統(tǒng)，本文使用的是2根對稱放置側(cè)邊相互耦合的微帶線。它有差模和共模2種模式，這2種模式可以同時在傳輸線上傳輸，但只有耦合微帶線的差模是減少系統(tǒng)電磁兼容問題所需要的模式。耦合微帶線差模和共模的電場分布如圖1所示。耦合微帶線差模的電場被束縛在頂層2個金屬帶線之間和介質(zhì)板中，只有金屬邊緣部分電場輻射到空間中，而共模金屬帶線上面的電場很多都輻射到空間內(nèi)，共模與其他相鄰傳輸線的耦合度以及表面波問題都比差模嚴重[7-9]。所以在毫米波電路中，耦合微帶線常用的工作模式是差模。

圖1 耦合微帶線的電場分布Fig.1 Electric field distribution of coupled microstrip lines

集成鰭線結(jié)構(gòu)是Meier于1974年作為毫米波集成電路的低損耗傳輸線而提出的一種準平面?zhèn)鬏斁€，特別適合用作30～100 GHz之間的傳輸媒介。鰭線是置于TE10模矩形金屬波導(dǎo)E平面的槽線，分為單側(cè)鰭線、雙側(cè)鰭線、對脊鰭線和絕緣鰭線4種結(jié)構(gòu)，如圖2所示。安裝時，波導(dǎo)上下寬壁的厚度應(yīng)設(shè)計成λ/4，使基片在波導(dǎo)壁上相當于短路，鰭線的波長比微帶線長，因而加工制造比較容易，加工公差要求低，在毫米波頻段內(nèi)都容易用標準矩形波導(dǎo)過渡，而且損耗很低[10]。對脊鰭線常用于微帶線和矩形波導(dǎo)的轉(zhuǎn)換[11-12]，它在E平面的不對稱性限制了單模的帶寬。雙側(cè)鰭線的電場主要集中在2個金屬帶線之間，絕緣鰭線只有一個金屬帶線，這2種鰭線的電場與耦合微帶線差模的電場相差很大，很難實現(xiàn)電場的匹配。而單側(cè)鰭線的電場與耦合微帶線的電場最為相近，因此選擇單側(cè)鰭線作為耦合微帶線和矩形波導(dǎo)的轉(zhuǎn)換形式。

圖2 鰭線的分類Fig.2 Classification of fin lines

利用鰭線的特性設(shè)計了一種耦合微帶線和矩形波導(dǎo)的轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)示意和區(qū)域劃分如圖3所示。

圖3 轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)示意和區(qū)域劃分Fig.3 Schematic diagram of transformation structure and region division

PCB的板材選用羅杰斯4350，介電常數(shù)為3.66，厚度為254 μm，矩形波導(dǎo)為E波段標準波導(dǎo)WR12，PCB放置在矩形波導(dǎo)E面中心，有2排沿著波導(dǎo)壁排列的接地孔連接PCB頂層和底層的導(dǎo)體，與波導(dǎo)壁形成電壁。接地孔與波導(dǎo)壁之間存在一定的距離，形成凹槽，對轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)的帶寬影響很大。在PCB的頂層，2根耦合金屬帶線外側(cè)通過半圓結(jié)構(gòu)與波導(dǎo)側(cè)壁相連，金屬帶線的內(nèi)側(cè)通過對稱的漸變曲線連接到矩形波導(dǎo)側(cè)壁。在PCB底層，伸入波導(dǎo)內(nèi)部的結(jié)構(gòu)整體呈錐形結(jié)構(gòu)，兩側(cè)是通過半圓結(jié)構(gòu)與波導(dǎo)壁連接，中間的錐形由2條曲線相對形成。PCB底層和頂層4個半圓的相對位置主要是用來調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)的諧振點，底部的錐形結(jié)構(gòu)用來匹配耦合微帶線的阻抗和矩形波導(dǎo)的阻抗，實現(xiàn)2種傳輸線的阻抗匹配。

轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)中曲線常用的形式有指數(shù)、余弦平方和拋物線型等。本文使用的曲線形式是多點擬合的曲線，相比較其他的鰭線形式，靈活性強，在調(diào)節(jié)過程中的自由度大，可以分段調(diào)試，能快速匹配耦合微帶線和矩形波導(dǎo)。根據(jù)轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)的電場分布，將轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)分為圖中的4個區(qū)域：耦合微帶線區(qū)(區(qū)域 Ⅰ)、阻抗匹配區(qū)(區(qū)域Ⅱ)、電場匹配區(qū)(區(qū)域Ⅲ)和矩形波導(dǎo)區(qū)(區(qū)域Ⅳ)4部分，如圖4所示。

圖4 轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)各區(qū)域的場分布Fig.4 Field distribution in different regions of the transformation structure

區(qū)域Ⅰ的電場為耦合微帶線的差模電場。在區(qū)域Ⅱ中耦合微帶線的地面逐漸減小，差模垂直方向的電場開始旋轉(zhuǎn)[13-15]，在區(qū)域Ⅱ和區(qū)域Ⅲ的邊界處，耦合微帶線垂直方向的電場變?yōu)樗椒较?，指向變?yōu)閺囊粋€金屬帶線指向另外一個金屬帶線，而波導(dǎo)中其他部分電場也以相同的方向從波導(dǎo)壁的一側(cè)指向另一側(cè)，隨著與介質(zhì)基板的距離增加而逐漸減弱，在區(qū)域Ⅲ中旋轉(zhuǎn)后的電場與矩形波導(dǎo)的主模TE10電場通過介質(zhì)基板漸變的金屬帶線與矩形波導(dǎo)的電場匹配。在整個轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)中，不但矩形波導(dǎo)的電場和耦合微帶線差模的電場實現(xiàn)匹配，同時也將波導(dǎo)的阻抗與微帶線差模的阻抗相匹配。

2 仿真和測試

根據(jù)轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)建立耦合微帶線轉(zhuǎn)波導(dǎo)的仿真模型，經(jīng)過優(yōu)化仿真后，多點擬合的轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)總長度為4.1 mm，耦合微帶線轉(zhuǎn)矩形波導(dǎo)的仿真結(jié)果如圖5所示。

圖5 耦合微帶線轉(zhuǎn)波導(dǎo)的仿真結(jié)果Fig.5 Simulation results of coupled microstrip line- to-waveguide

在整個頻段內(nèi)，矩形波導(dǎo)端口和耦合微帶線差模的回波損耗在11 dB以上，在77 GHz附近，回波損耗更是達到20 dB以上，而整個E波段內(nèi)耦合微帶線的共模回波在1.2 dB以內(nèi)。耦合微帶線差模和波導(dǎo)主模的傳輸損耗在0.8 dB左右，對共模的抑制度大于56 dB，說明矩形波導(dǎo)輸入的總能量約有83%傳輸?shù)今詈衔Ь€的差模，約有百萬分之三傳輸?shù)焦材！Ｔ谡麄€E波段，耦合微帶線的2根金屬帶線的幅度差約為0 dB，相位差在180°±1°以內(nèi)，說明耦合微帶線此時的工作模式為差模，矩形波導(dǎo)和耦合微帶線差模匹配良好，同時對耦合微帶線的共模抑制很高。

耦合微帶線無法直接測量，為了驗證該轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)，設(shè)計了一個背靠背的耦合微帶轉(zhuǎn)波導(dǎo)結(jié)構(gòu)，仿真及實物如圖6所示。PCB被包裹在金屬殼體內(nèi)部，整個仿真模型大致分為耦合微帶線、轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)和波導(dǎo)3部分。為了方便加工和組裝，矩形波導(dǎo)的E面和PCB的頂層金屬齊平。加工時腔體沿著波導(dǎo)E面中心切割成兩部分，上部分包含波導(dǎo)腔和PCB的上腔，下部分包含波導(dǎo)腔和PCB的裝載腔。為了驗證耦合微帶線長度對轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)駐波的影響，制作了10，30 mm兩種長度的耦合微帶線。

圖6 背靠背的耦合微帶轉(zhuǎn)波導(dǎo)Fig.6 Back-to-back coupled microstrip line-to-waveguide

矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀常用的擴頻模塊是V波段和W波段，一般測量該轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)需要用E波段轉(zhuǎn)V波段的波導(dǎo)轉(zhuǎn)換和E波段轉(zhuǎn)W波段的波導(dǎo)轉(zhuǎn)換，本文使用E波段的擴頻模塊直接測試耦合微帶線轉(zhuǎn)波導(dǎo)結(jié)構(gòu)，仿真結(jié)果和實測數(shù)據(jù)的對比如圖7所示。在60～85 GHz，2種長度的轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)仿真和測試的回波損耗都在10 dB以上；在74～77.5 GHz，回波損耗在20 dB以上。整個E波段內(nèi)的插入損耗，10 mm的耦合微帶線仿真結(jié)果為0.8～2.6 dB，測試結(jié)果為1.4～3.9 dB，30 mm的耦合微帶線的仿真結(jié)果為1.6～5.3 dB，測試結(jié)果為3～5.9 dB。從駐波的對比看，仿真和測試的結(jié)果一致性很好。但在插入損耗上，測試的結(jié)果比仿真高0.6～1.6 dB，這是由于在加工、裝配和測試過程中都存在一定的誤差，另外仿真時所用的介電常數(shù)和損耗角正切是在10 GHz的測試結(jié)果，在E波段介質(zhì)基板的介電常數(shù)是未知的，都會導(dǎo)致測試的插入損耗比仿真的結(jié)果高。

圖7 仿真和實測對比Fig.7 Comparison of simulation and actual measurement

將2種長度耦合微帶線背靠背轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)的插入損耗相減，得到20 mm長度耦合微帶線的插入損耗，然后用10 mm長度耦合微帶線背靠背轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)的插入損耗減去20 mm長度耦合微帶線插入損耗的一半，最終得到轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)的插入損耗如圖8所示。在60～82.5 GHz，轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)的插入損耗在0.25～1 dB，在82.5 GHz迅速上升到1.6 dB，然后下降到1 dB，這是由于鰭線結(jié)構(gòu)在改頻點附近產(chǎn)生了高次模，導(dǎo)致插入損耗增加。

圖8 轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)的插入損耗Fig.8 Insertion loss of transformation structure

3 結(jié)束語

本文設(shè)計了一種E波導(dǎo)的耦合微帶線和矩形波導(dǎo)轉(zhuǎn)換的結(jié)構(gòu)，該轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)可以將耦合微帶線的差模和矩形波導(dǎo)的主模TE10匹配，同時能夠?qū)︸詈衔Ь€的共模有很高的抑制。除了在86 GHz附近，在整個頻段內(nèi)轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)回波損耗在10 dB以上，尤其是在74～77 GHz可以達到20 dB以上，且回波損耗受耦合微帶線的長度影響很小，在60～82.5 GHz，插入損耗在0.6±0.4 dB，該轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)可以用來測量差分饋電的微波器件和天線。

該結(jié)構(gòu)可以有效地解決耦合微帶線差模的測試問題，但在實際使用中，耦合微帶線若出現(xiàn)轉(zhuǎn)彎現(xiàn)象，這對兩金屬帶線的相位和幅度差值影響很大，因此當這種轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)和轉(zhuǎn)換的耦合微帶線互聯(lián)工作時，需要做進一步改進。