張永豪，智澤英，王浩然，荊雪君

(太原科技大學(xué)電子信息工程學(xué)院，太原030024)

電力系統(tǒng)的電力電子化改變了電力系統(tǒng)的源—網(wǎng)—荷特性，從而引起了電能質(zhì)量問題的特性變化，帶來了電能質(zhì)量新問題[1]。關(guān)于諧波的治理以及電能質(zhì)量的提升成為了研究的重點。有源濾波器可以有效地對諧波問題進(jìn)行抑制。其中諧波電流的檢測環(huán)節(jié)直接影響有源電力濾波器的補償效果[2]。

諧波電流檢測環(huán)節(jié)可以中可以運用多種方法，其中較為常見的是基于瞬時無功功率的ip-iq法，但ip-iq法存在較為復(fù)雜的坐標(biāo)變換，對相位檢測環(huán)節(jié)要求較高，頻率的自適應(yīng)性不足要求鎖相環(huán)必須提供準(zhǔn)確的基波正序相位。與ip-iq法相比，UPF (Unit Power Factor)法檢測結(jié)構(gòu)簡單，雖然同樣需要鎖相環(huán)提供準(zhǔn)確的相位信息，但除去了較為復(fù)雜的坐標(biāo)變換過程，具有較快的動態(tài)響應(yīng)速度。

UPF諧波電流檢測法采用等效原理將非線性負(fù)載和有源電力濾波器整體視為電阻性負(fù)載，對諧波電流進(jìn)行補償后，電源電流與電網(wǎng)波形相同，功率因數(shù)為1，在該方法中，基波電流的檢測受電壓變化影響較大，在電壓發(fā)生畸變等情況下，準(zhǔn)確性較差。因此可以通過引入鎖相環(huán)技術(shù)來實現(xiàn)對諧波電流的有效補償，提升檢測方法的準(zhǔn)確性。常用的鎖相環(huán)技術(shù)中，(1)由文獻(xiàn)[3]可知基于單同步坐標(biāo)變換的鎖相環(huán)在電網(wǎng)電壓為理想情況下才可以實現(xiàn)精準(zhǔn)檢測，應(yīng)用范圍較?。?2)基于對稱分量法的單同步坐標(biāo)變換的鎖相環(huán)，在頻率發(fā)生變化時，鎖相環(huán)無法正常工作，頻率自適應(yīng)性較差，僅能抑制2次諧波的影響[4]；(3)由文獻(xiàn)[5]可知基于雙同步坐標(biāo)系的解耦鎖相環(huán)，可以有效的克服頻率變換對鎖相環(huán)產(chǎn)生的影響。但較為復(fù)雜的坐標(biāo)變換過程，計算量大，實時性較差，影響系統(tǒng)響應(yīng)速度。針對上述問題，本文采取基于雙二階廣義積分器的鎖相環(huán)(DSOGI-SPLL)，其有較好的頻率自適應(yīng)性，可以濾除高次諧波，不受頻率波動的影響。

本文提出一種改進(jìn)型的UPF諧波電流檢測方法，在傳統(tǒng)UPF諧波檢測法上，針對電壓畸變及電壓不平衡對傳統(tǒng)UPF檢測法的影響，提出雙二階廣義積分器鎖相環(huán)提取基波正序相位，與傳統(tǒng)UPF結(jié)合，抑制電壓畸變對傳統(tǒng)UPF的影響。通過Simiulink進(jìn)行仿真，驗證了檢測方法的準(zhǔn)確性，可以有效的運用在有源電力濾波器中。

1 基于二階廣義積分器鎖相環(huán)原理與建模

(1)

其中

(2)

在靜止的兩相坐標(biāo)系中，二階廣義積分器可以作為正交信號發(fā)生器[6]，構(gòu)造積分器的移相系統(tǒng)，獲取兩相正交的電壓信號，廣義積分器在諧振頻率時有無窮大增益，可以有效地濾除高頻率干擾信號，從而實現(xiàn)對該頻率的無靜差跟蹤。如圖1為二階廣義積分器發(fā)生器(SOGI-QSG)其中v為輸入電壓信號，v′為輸出信號。

圖1 SOGI-QSG結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Schematic diagram of SOGI-QSG

由圖可得到傳遞函數(shù)表示為:

(3)

(4)

(5)

其中，ω′為輸入諧振頻率，r為參數(shù)。

其幅頻特性和相頻特性的表達(dá)式為:

(6)

(7)

圖2 當(dāng)時系統(tǒng)伯德圖Fig.2 Bode diagram of the system

此時將鎖相環(huán)的輸出頻率作為諧振頻率反饋到正交信號發(fā)生模塊[8-9]，形成閉環(huán)反饋回路，以調(diào)節(jié)中心頻率完成鎖相。在加入積分環(huán)節(jié)時對系統(tǒng)的響應(yīng)速度存在較大的影響，選取PI控制器的參數(shù)為kp=6，kI=25以獲取較快的響應(yīng)速度。整個設(shè)計的系統(tǒng)完成閉環(huán)反饋實現(xiàn)對電壓相位的鎖定。提升對電網(wǎng)頻率的自適應(yīng)性。原理框圖如圖3所示。

圖3 基于雙二階廣義積分器鎖相環(huán)原理框圖Fig.3 Schematic diagram of phase-locked loop based on DSOGI

2 改進(jìn)的諧波電流檢測方法

電力系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)的調(diào)節(jié)裝置，通過跟蹤檢測得到的電壓指令和電流指令，實現(xiàn)對電壓和電流的控制，因此檢測環(huán)節(jié)是電能質(zhì)量調(diào)節(jié)裝置的重要組成部分[10]。

假設(shè)三相電壓無畸變

(8)

加入濾波器后，使非線性負(fù)載和濾波器等效為線性電阻負(fù)載，所以補償后網(wǎng)側(cè)電流可表示為：

(9)

式中：k為復(fù)合負(fù)載電導(dǎo)。

(10)

將式三項相加可推得:

(11)

由上式可以看出UPF諧波電流檢測方法是基于平均功率的基礎(chǔ)上的，有關(guān)k值的計算目前主要有兩種思路：通過低通濾波器(LPF)或移動窗積分器，從檢測精度出發(fā)濾波器的截止頻率越低檢測的精度越準(zhǔn)確，但延時較長存在動態(tài)響應(yīng)問題，一般將截止頻率選擇20 Hz左右，在濾波器階數(shù)上選取二階濾波器[11]，二階濾波器具有良好的動態(tài)響應(yīng)且精度準(zhǔn)確。所以本文選擇頻率為20 Hz的二階BUTTERWORTH低通濾波器。

以單相系統(tǒng)為例，如圖4所示：

圖4 單相系統(tǒng)中的傳統(tǒng)UPF諧波檢測法原理Fig.4 Traditional UPF harmonic current detection method of one phase

廣義的無功電流(基波無功電流與諧波電流之和)為：

(12)

則三相無功電流和諧波電流之和分別為:

(13)

由上式可知檢測出的補償電流受電網(wǎng)電壓的影響，若電網(wǎng)電壓產(chǎn)生畸變，則會影響APF對電流的補償效果。

因此本文以此出發(fā)將其與雙二階廣義積分器的鎖相環(huán)相結(jié)合，直接通過DSOGI-SPLL獲取電網(wǎng)電壓基波正序分量的頻率、幅值和相位信息。提取電壓的正序基波分量，這樣kus就為負(fù)載電流的基波分量，檢測出的補償電流將不會受到電網(wǎng)電壓畸變的影響。通過對比二階廣義積分器鎖相環(huán)在三相電壓不平衡的情況下具有良好的頻率自適應(yīng)性[12]，克服了傳統(tǒng)UPF在電壓畸變時檢測的缺陷。原理圖如圖5：

圖5 改進(jìn)型UPF法原理圖Fig.5 Improved UPF harmonic current detection method

從原理圖5可以看出通過DSOGI-SPLL直接提取基波正序分量，再使用二階低通濾波器獲取負(fù)載有功功率的直流分量，得到的負(fù)載端平均功率與三相電壓的平方和的比值為復(fù)合負(fù)載電導(dǎo)k，提取出的電壓基波正序分量乘以k得到負(fù)載電流的基波電流分量，然后負(fù)載電流與基波電流相減得到APF的指令電流(無功和諧波電流之和)。

3 仿真結(jié)果分析

本文采用Matlab2014a/Simulink軟件搭建平臺，分別將傳統(tǒng)的UPF法與改進(jìn)的UPF法作為有源電力濾波器的檢測策略，都采用滯環(huán)控制策略產(chǎn)生PWM脈沖信號，通過對比系統(tǒng)穩(wěn)定時的補償時間與在電壓畸變狀態(tài)下經(jīng)過補償后的電源電流總諧波畸變率來進(jìn)行分析。

仿真條件設(shè)置：電源電壓平衡(相電壓為220 V)，選取阻感性負(fù)載的三相二極管整流橋作為系統(tǒng)中的諧波源，阻值為10 Ω，電感值7 mH，仿真時間定為0.2 s，選取三相可編程電源在0.1 s時加入5次與7次諧波，并且同時伴隨電壓暫升，幅值上升為1.2 pu，0.15 s時再次調(diào)節(jié)電壓，將電壓降為0.8 pu.

圖6可以看出在電壓經(jīng)過電壓畸變后，有雙二階廣義積分器構(gòu)成的鎖相環(huán)輸出的相位無波動，不受電壓畸變條件的影響，準(zhǔn)確獲取了電壓相位。

圖6 DSOGI-SPLL輸出角度Fig.6 The output angle of DSOGI-SPLL

圖7為電源電壓畸變后，網(wǎng)側(cè)的電壓波形與負(fù)載電流波形，可以看出此時網(wǎng)側(cè)電壓與負(fù)載電流已發(fā)生明顯畸變，無法滿足正常供電要求。分別應(yīng)用傳統(tǒng)的與改進(jìn)后的兩種不同的UPF諧波電流檢測方法進(jìn)行檢測，并通過控制逆變器的輸出電流進(jìn)行補償，選取補償后的一相電流波形，如圖8(a)，(b)所示，進(jìn)行對比分析后可以發(fā)現(xiàn)在0.1 s之前電源電壓處于穩(wěn)定狀態(tài)時，兩種諧波電流檢測方法用于補償電源電流的波形在一個周期后基本為正弦波，在0.1 s之前檢測的畸變率為1.99%而在0.1 s電壓開始畸變后，傳統(tǒng)UPF法無法精確鎖定電壓的相位，補償后的畸變率為13.81%相對較大，受電壓畸變的影響較大。而對比采用改進(jìn)的方法可以對電源電流進(jìn)行精確地補償。補償后的諧波畸變率為3.12%，達(dá)到國家要求的5%以下標(biāo)準(zhǔn)。

圖7 網(wǎng)側(cè)電壓和負(fù)載電流波形圖Fig.7 The waveform of supply voltage and load current

圖8 補償后負(fù)載電流對比Fig.8 The comparison of load current after compensate

通過仿真比較，驗證了改進(jìn)后的檢測方法可以實現(xiàn)對諧波電流的精確補償。在電壓畸變的情況下仍可以準(zhǔn)確檢測出諧波電流。

4 結(jié)束語

對于傳統(tǒng)型UPF法進(jìn)行分析，針對其在電網(wǎng)電壓畸變時檢測失準(zhǔn)的情況，在傳統(tǒng)的UPF法的基礎(chǔ)上進(jìn)行算法改進(jìn)，可以得到以下結(jié)論：

(1)引入基于雙二階廣義積分器鎖相環(huán)技術(shù)對電壓的基頻正序分量進(jìn)行提取，抑制電壓畸變對傳統(tǒng)UPF法的影響。

(2)搭建仿真平臺，通過對比負(fù)載端電流補償前后的波形可以看出電流的波形得到明顯改善，諧波畸變率在國家要求的5%以下，檢測電流的準(zhǔn)確性得到驗證。

(3)由實驗數(shù)據(jù)對比表明在電壓狀態(tài)發(fā)生變化下，相較于傳統(tǒng)UPF法，改進(jìn)型UPF法不受電壓畸變影響。可以更準(zhǔn)確的對諧波電流進(jìn)行檢測，補償后電流的諧波畸變率降低。