李 濤， 任一峰， 安 坤， 羅 馳

（中北大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，太原030051）

0 引 言

目前，我國(guó)主要發(fā)電方式為火力發(fā)電，火力發(fā)電對(duì)化石燃料的需求較高且對(duì)環(huán)境有著不可忽視的危害。核能發(fā)電也有一定占比，但核電極具危險(xiǎn)性，而水利與風(fēng)能發(fā)電對(duì)環(huán)境條件要求較高。對(duì)比現(xiàn)有發(fā)電方式，光伏發(fā)電具有得天獨(dú)厚的優(yōu)勢(shì)。

并網(wǎng)逆變器作為光伏陣列和電網(wǎng)的接口，逆變器與電網(wǎng)的能量交互質(zhì)量對(duì)主電網(wǎng)安全穩(wěn)定運(yùn)行具有重要影響［1］。以往的光伏發(fā)電系統(tǒng)將多個(gè)光伏組件串并聯(lián)，形成陣列，將能量饋送給單個(gè)集中逆變器或幾個(gè)并聯(lián)串逆變器，存在失配問題［2］。解決這一問題的一個(gè)主要方法是在光伏面板上安裝一個(gè)模塊集成的逆變器，稱為“交流模塊”，即微型逆變器［3］。

傳統(tǒng)的微型逆變器多采用BCM／DCM混合電流峰值控制法［4］，存在單位功率成本高和輕載諧波率高的問題，本文在改進(jìn)的硬件拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上采用實(shí)時(shí)數(shù)字控制法。光伏系統(tǒng)被遮擋時(shí)，陰影條件使得光伏陣列表面受到不均勻的光照強(qiáng)度，極易對(duì)光伏陣列運(yùn)行產(chǎn)生不利影響［5］。就此問題本文在實(shí)時(shí)數(shù)字控制策略的基礎(chǔ)上提出改進(jìn)型梯度變步長(zhǎng)擾動(dòng)觀測(cè)MPPT算法。

1 微型逆變器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)常用的結(jié)構(gòu)主要有集中式逆變器結(jié)構(gòu)、串型逆變器結(jié)構(gòu)、多重串型逆變器結(jié)構(gòu)、集成式逆變器結(jié)構(gòu)和橋級(jí)聯(lián)逆變器［6］。

為降低微型逆變器單位功率的成本，結(jié)合多重串型逆變器和集成式逆變器的優(yōu)點(diǎn)，改進(jìn)現(xiàn)有的雙級(jí)式并網(wǎng)逆變器，采用兩路光伏輸入。反激部分為主從交錯(cuò)并聯(lián)，采用數(shù)字實(shí)時(shí)控制法，經(jīng)過反激變換整流得到2倍于工頻的正弦半波；之后并聯(lián)到H橋，芯片輸出SPWM控制H橋開關(guān)管交錯(cuò)開通；再通過LC濾波得到高質(zhì)量正弦并網(wǎng)電流。交錯(cuò)并聯(lián)反激逆變器原理結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 交錯(cuò)并聯(lián)反激逆變器原理結(jié)構(gòu)

采用主從交錯(cuò)并聯(lián)后，變壓器的峰值功率可以成倍減小，進(jìn)而減小變壓器體積，降低磁芯損耗；另一方面，采用交錯(cuò)并聯(lián)方案后，副邊等效開關(guān)頻率可以成倍提高，減小輸出濾波器的體積，以及減小輸出電流高頻紋波［7］。

2 實(shí)時(shí)數(shù)字控制策略

2.1 電流峰值控制法

根據(jù)變壓器激磁電流的導(dǎo)通方式，可將反激逆變器的工作模式分為電流連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM），如電流臨界連續(xù)導(dǎo)通模式（BCM）；電流斷續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）。

當(dāng)反激變流器工作于BCM或DCM模式時(shí)，其輸出具有電流源特性，可采用一個(gè)電流基準(zhǔn)作為原邊電流峰值的包絡(luò)線，即采用電流峰值控制，將反激變流器的輸出電流的平均值調(diào)制成正弦半波形狀［4］。DCM和BCM模式下電流峰值控制如圖2所示。

圖2 電流峰值控制

DCM模式開關(guān)頻率固定、控制簡(jiǎn)單、輕載損耗小，但重載損耗大，功率密度低；BDM模式變頻控制較為復(fù)雜，輕載損耗大，但功率密度高，重載損耗小?？刹捎肂CM／DCM混合控制，根據(jù)輸出功率切換工作模式。半工頻周期內(nèi)各控制信號(hào)如圖3所示。

圖3 半工頻周期內(nèi)各控制信號(hào)

2.2 實(shí)時(shí)數(shù)字控制法

在變壓器一次側(cè)勵(lì)磁儲(chǔ)能時(shí)，除了勵(lì)磁電感Lm的能量外，還有一部分為漏感Lk的能量和開關(guān)管等效電容COSS的能量。為解決此問題，本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)引入了有源鉗位電路，實(shí)現(xiàn)漏感能量無(wú)損吸收回饋［8］。另外，在開關(guān)管開啟前使用準(zhǔn)諧振（QR）技術(shù)處理寄生電容儲(chǔ)存的能量，并且做到零電壓開通［9］。

功率轉(zhuǎn)換電路在重載時(shí)的效率由半導(dǎo)體和磁性元件的傳導(dǎo)損耗決定，而其輕載效率主要由開關(guān)損耗、變壓器核心損耗和半導(dǎo)體開關(guān)的驅(qū)動(dòng)損耗決定。但在以往的控制策略中對(duì)準(zhǔn)諧振時(shí)間考慮不周，較長(zhǎng)的準(zhǔn)諧振時(shí)間可能會(huì)導(dǎo)致諧波率的上升。

根據(jù)伏秒平衡原理，開通與關(guān)斷關(guān)系為

變壓器一次側(cè)和二次側(cè)的能量傳遞遵守能量守恒原則。有以下關(guān)系，EM為磁化電感中的能量；E0為傳遞到電網(wǎng)的能量，可近似認(rèn)為傳遞到2次的能量；EC為儲(chǔ)存在等效電容中的能量，

E0可由輸出功率PO在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)積分算出，約等于時(shí)間函數(shù)乘輸出功率，即

輸入電網(wǎng)的功率為

在開關(guān)管開啟前有一段延遲時(shí)間，即準(zhǔn)諧振時(shí)間，為簡(jiǎn)單起見，可將其取為一個(gè)為諧振周期一半的常數(shù)，

開通時(shí)間Ton（θ）、關(guān)斷時(shí)間Toff（θ）及開關(guān)周期TS（θ）計(jì)算公式如下：

考慮到開關(guān)等效電容COSS，在開關(guān)關(guān)斷后，儲(chǔ)存在勵(lì)磁電感中的能量一部分傳遞到二次側(cè)；一部分儲(chǔ)存到COSS中。二次側(cè)整流二極管關(guān)斷，直到COSS兩端電壓達(dá)到可表示為

漏感Lk與二次側(cè)磁化電感Lm及一次側(cè)激磁電感Lp的關(guān)系為

式中，?為范圍從0～1的耦合系數(shù)。

二次側(cè)磁化電感儲(chǔ)能為

綜合式（4）、（9）、（10）和（11）可得：

通過式（13）、（14）可以在BCM和DCM模式下精確計(jì)算開啟時(shí)間，這在數(shù)字控制芯片運(yùn)算能力顯著提高的今天已經(jīng)不是問題。而在關(guān)斷時(shí)，BCM依然采用QR信號(hào)關(guān)斷，DCM固定頻率關(guān)斷。

開啟時(shí)間公式中LP、?、N、TR為固定值；sin2θ，sin θ的值通過儲(chǔ)存在數(shù)字控制芯片中的表可查得；輸出功率P0通過MPPT算法可得，輸入電壓upv，柵極U0電壓有效值通過采樣，模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換得到，每半個(gè)工頻周更新一次。

由于在輕載時(shí)，逆變器主要工作在DCM模式下，為了進(jìn)一步降低諧波率和提高效率，可對(duì)DCM的開關(guān)模式進(jìn)行改進(jìn)。fmax與輸出功率存在著確定關(guān)系，如圖4所示。

圖4 fmax與輸出功率關(guān)系

DCM中開關(guān)頻率的底限受輸出濾波器截止頻率的限制，進(jìn)入濾波器的電流為正弦波。由于逆變器是作為電流源工作的，所以LC濾波器可以看作是一個(gè)低通濾波器來去除電流的高頻部分。濾波器的截止頻率

式中：f為電網(wǎng)頻率；fmax為逆變器的最大開關(guān)頻率；Lf為濾波電感；Cf為濾波電容。值得一提的是，這里的濾波電容不易過大，否則會(huì)引入更多的無(wú)功功率到電網(wǎng)。基于以上分析，可以根據(jù)逆變器輸出功率的不同采用不同的fmax。

3 變步長(zhǎng)擾動(dòng)觀測(cè)MPPT算法

光伏陣列的輸出功率受太陽(yáng)光強(qiáng)度以及電池溫度的影響，并且呈現(xiàn)為強(qiáng)非線性關(guān)系，因此在某一工作環(huán)境下就存在唯一個(gè)的最大輸出功率點(diǎn)（MPP）。為了在同樣的日照強(qiáng)度和電池結(jié)溫下獲得盡可能多的電能，就存在著一個(gè)最大功率輸出點(diǎn)跟蹤（MPPT）的問題［10］。

如圖5所示，無(wú)論當(dāng)下的功率點(diǎn)位于最大功率點(diǎn)兩側(cè)的哪一方，當(dāng)輸出功率越來越接近最大功率點(diǎn)時(shí)，PU曲線的斜率均逐漸減小，其斜率為dp／dU，這正是電導(dǎo)增量法的基本思想［11］。

圖5 擾動(dòng)觀測(cè)法原理圖

在追求MPPT精度和速度的矛盾中，隨著數(shù)字控制芯片運(yùn)算速率的提高，將逐步得到解決。觀察式（13）、（14）可以看出，均存在的變量為逆變器輸出功率Po，可以擾動(dòng)Po使光伏陣列達(dá)到最大功率點(diǎn)。綜合電導(dǎo)增量法和擾動(dòng)觀察法，增加對(duì)斜率的判斷，用以改變步長(zhǎng)，提出一種變步長(zhǎng)擾動(dòng)逆變器輸出功率Po算法，程序框圖如圖6所示。

圖6 變步長(zhǎng)擾動(dòng)觀測(cè)

圖中：a和b為＞0 的常量；采樣U（k）、I（k）可計(jì)算出當(dāng)下光伏陣列輸出功率P（k），結(jié)合上一時(shí)刻輸出功率P（k－1）與這一段時(shí)間的電壓變化，決定逆變器輸出功率Po擾動(dòng)方向；根據(jù)dP／dU的大小確定步長(zhǎng)的大小，S1為大步長(zhǎng)，可快速到達(dá)最大功率點(diǎn)的附近位置；S2為小步長(zhǎng)，在接近最大功率點(diǎn)時(shí)，用以提高精度逼近最大功率點(diǎn)。

4 主要硬件設(shè)計(jì)

4.1 控制芯片

反激變流器具有電氣隔離作用，通常稱升壓的前一側(cè)為原邊；升壓后的一側(cè)為副邊，原副邊各需要一塊控制芯片。

原邊芯片主要負(fù)責(zé)直流側(cè)的相關(guān)模擬信號(hào)和數(shù)字信號(hào)的采集、反激變換器原邊開關(guān)管的控制、MPPT算法的實(shí)現(xiàn)、發(fā)電量的計(jì)算和副邊DSP的通信等；副邊芯片負(fù)責(zé)并網(wǎng)電壓的采集，軟件鎖相算法的實(shí)現(xiàn)，H橋的控制等［12］。

原邊芯片需要同時(shí)具備邏輯控制能力和數(shù)字運(yùn)算能力，這里選擇Freescale的MC56F84766，它是一款32位性能強(qiáng)勁的DSC芯片，基于32位56800E內(nèi)核，同時(shí)具備DSP的數(shù)據(jù)處理能力和MCU的邏輯控制功能。副邊芯片選取Freescale的K10P48-M50SF0，它是基于高達(dá)50 MHz的ARM Cortex-M4內(nèi)核的DSP芯片。

4.2 驅(qū)動(dòng)芯片

電力電子變換器中觸發(fā)、驅(qū)動(dòng)器的電路結(jié)構(gòu)取決于所采用的開關(guān)器件的類型，變換電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和電壓、電流等級(jí)［13-14］。本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中原邊MOS需要驅(qū)動(dòng)電路將控制器的弱信號(hào)轉(zhuǎn)換成足夠大的驅(qū)動(dòng)電壓，且在開通后有持續(xù)的維持電壓，開通與關(guān)斷信號(hào)輸出反應(yīng)要快。選取TI公司的UCD7100芯片，是UCD7K家族的一員，數(shù)字控制兼容驅(qū)動(dòng)程序。

4.3 解耦電容

光伏電池板輸入端需要加解耦電容以降低光伏電池板的紋波電壓，實(shí)現(xiàn)最大功率利用率［15］。紋波電壓公式為

式中：α、β為二階泰勒展開式的兩個(gè)系數(shù)；KPV是利用因數(shù)；PMPP是光伏陣列的最大輸出功率；UMPP是光伏陣列最大輸出電壓。由此可得解耦電容

4.4 反激變壓器

反激變壓器的匝數(shù)比關(guān)系式為

電網(wǎng)尖峰電壓UPEAK≈311 V，光伏陣列最小輸出電壓UPV＝18 V，占空比Dmax＝0．75，為留有裕量，變壓器匝數(shù)比N ＝6［16］。

綜上分析，將主要硬件部分匯總，如表1所示。

表1 主要硬件

5 樣機(jī)實(shí)驗(yàn)

根據(jù)以上主要硬件及控制策略制作輸出功率為560 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，如圖7所示。逆變器輸出電流是與電網(wǎng)電壓同頻同相的正弦波，電壓幅值220 V，電流幅值10 A，如圖8所示。

圖7 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

圖8 逆變器輸出電流與電壓

功率分析儀上，通道1為第1路輸入數(shù)據(jù)；通道2為第2路輸入數(shù)據(jù)；通道3為逆變器輸出數(shù)據(jù)。兩路輸入功率300 W時(shí)，逆變器輸出功率560 W，轉(zhuǎn)化效率93%以上，諧波率為2．2%左右，如圖9所示。

圖9 560 W諧波率

采用電流峰值控制法，將逆變器調(diào)至輕載，如圖10所示。兩路輸入66 W左右，逆變器輸出120 W左右，轉(zhuǎn)換效率92%，諧波率高達(dá)6%以上。采用改進(jìn)的實(shí)時(shí)數(shù)字控制法，兩路輸入66 W左右，逆變器輸出120 W左右，轉(zhuǎn)換效率依然是92%，而此時(shí)的諧波率僅有5%，如圖11所示。

圖10 改進(jìn)前120 W輕載諧波率

圖11 改進(jìn)后120 W輕載諧波率

6 結(jié) 語(yǔ)

為降低微型逆變器單位功率的成本，同時(shí)解決在輕載條件下的諧波率偏高的問題，本文設(shè)計(jì)了兩路并聯(lián)主從交錯(cuò)反激逆變器，轉(zhuǎn)換效率高達(dá)93%，諧波率低至2．2%。應(yīng)用實(shí)時(shí)數(shù)字控制策略對(duì)比傳統(tǒng)的電流峰值控制法，輕載時(shí)諧波率明顯有所降低。

在今后的光伏并網(wǎng)逆變器發(fā)展中，多路光伏輸入與精確的數(shù)字控制策略具有主流趨勢(shì)，但這同時(shí)也增加了硬件方面的壓力，例如變流器件的電壓電流應(yīng)力，控制芯片的運(yùn)算速率與精度等。