吳德剛 陳乾輝

摘要：針對傳統(tǒng)控制策略無法確保大功率車載充電機前端PWM整流器輸入電流的諧波分量低和動態(tài)性能高的難題，提出了一種快速負載前饋控制策略，該控制策略利用電容能量反饋提高動態(tài)性能，采用系數(shù)校正來消除干擾的影響。通過與雙閉環(huán)控制策略和負載前饋控制策略的對比仿真試驗發(fā)現(xiàn)，該快速控制策略的性能最優(yōu)，能夠同時達到動態(tài)性能高和輸入電流諧波含量低的效果。

Abstract： A fast load feedforward control strategy is proposed，aiming at the problems that the traditional control strategy can't ensure the low harmonic component of the input current and high dynamic performance of the system for the PWM rectifier of the high-power vehicle charger.This control strategy uses capacitive energy feedback to improve dynamic performance and uses coefficient correction to eliminate the effects of interference.Through comparative simulation experiments with double closed-loop control strategy and load feedforward control strategy， it is found that the fast control strategy has the best performance.It can achieve the effects of high dynamic performance and low input current harmonic content at the same time.

關(guān)鍵詞：大功率;充電機;控制策略;能量反饋;系數(shù)校正

Key words： high power;charger;control strategy;energy feedback;coefficient correction

中圖分類號：TM912.9? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?文獻標識碼：A? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?文章編號：1674-957X（2020）20-0065-03

0?; 引言

大功率快速車載充電機是制約電動汽車市場推廣的瓶頸，當前車載充電機前級整流器通常采用PWM技術(shù)，雖然該技術(shù)具有較小的輸入電流諧波和較好的動態(tài)性能，但面對蓄電池常用的三級充電模式，該技術(shù)的動態(tài)性能和充電效率將大大降低[1]。針對該問題，許多學(xué)者提出了控制策略，比如劉桂花提出通過增大電壓環(huán)帶寬提高其動態(tài)性能，同時通過算法抑制輸出電壓的紋波，但是該算法復(fù)雜，耗時長[2];黃靜將負載功率引入前饋，但是沒有系數(shù)校正，因此該方法的魯棒性不強，動態(tài)性易受干擾影響[3]。鑒于此，將電容能量引入前饋控制，并采用系數(shù)校正，確保系統(tǒng)具有低輸入電流諧波含量和高動態(tài)性能。

1? 控制原理

1.1 負載功率前饋? 車載充電機前級單相PWM整流電路采用全橋形式，電路如圖1所示。其中，es為輸入電壓，L為濾波電感，C為濾波電容，R為電感的寄生電阻，is為輸入電流，idc為直流端電流，udc為輸出電壓，RL為負載。由電路的KVL定律，可得關(guān)系如式（1）所示。

式（1）可簡化為式（2）和式（3）。

在式（2）兩邊同乘以is（t），式（3）兩邊同乘以udc（t）分別得到式（4）和式（5）。

將看成輸入功率，看成輸出功率，不計中間環(huán)節(jié)的損耗，輸入功率等于輸出功率，即：

將式（4）、式（5）、式（6）聯(lián)立可得：

其中，表示輸入功率，用Pin表示;表示電感的存儲功率，用PL表示;表示電感的寄生電阻的功率，用PR表示;表示電容的儲存功率，用PC表示;表示負載的功率，用PLoad表示。利用功率符號表示，則式（7）可以寫成：

考慮到電感的寄生電阻很小，因此PR可以忽略不計，在系統(tǒng)進入穩(wěn)態(tài)時，is（t）恒定，因此電感的存儲功率PL為0，雖然系統(tǒng)的動態(tài)過程會有一定的變化，但考慮到如果計入PL會造成輸入電流的諧波影響控制系統(tǒng)，不計入時影響反而更小，因此將PL忽略不計。綜上分析，式（8）可以簡化為：（9）

電容功率PC與能量EC之間是微分的關(guān)系，因此可以采用式（10）所示的PI調(diào)節(jié)器，進行控制。

其中，KEP為比例系數(shù)，KEI為積分系數(shù)，P*C為給定電容功率，E*C為給定電容能量。

根據(jù)PC、PRL和ES可計算出輸入電流的有效值IS，同時可推導(dǎo)出內(nèi)環(huán)電流給定值I*，分別如式（11）、式（12）所示。

根據(jù)上述分析，可設(shè)計出控制系統(tǒng)的框圖如圖2所示。

在該控制系統(tǒng)的設(shè)計時，為了提高系統(tǒng)的動態(tài)性能，將負載功率反饋到了電流環(huán)的前面，但該系統(tǒng)還存在擾動的影響。

1.2 系數(shù)校正

針對系統(tǒng)存在受擾動影響的原因，在負載功率前饋的環(huán)節(jié)增加系數(shù)校正。首先將圖2所示的系統(tǒng)控制框圖進行簡化，簡化后的控制框圖如圖3所示。

其中，GP（s）、GI（s）、G（s）和GR（s）分別表示比例積分環(huán)節(jié)、內(nèi)環(huán)傳函、積分環(huán)節(jié)和擾動。根據(jù)梅遜公式，可寫出負載擾動的傳函為：負載的擾動功率為：

從式（14）可以看出，采用負載前饋之后，擾動干擾較之前減低了，但并未完全消除，因此采用系數(shù)校正，使負載擾動的傳函變?yōu)?，具體做法是在負載功率的前向通道中加入Gm（s）進行系數(shù)校正，其系統(tǒng)控制框圖如圖4所示。

根據(jù)梅遜公式，可寫出負載擾動的傳函為：

令，可推出為：

綜上分析，可得到前饋加系數(shù)校正的控制框圖如圖5所示。

在電流內(nèi)環(huán)為一階慣性環(huán)節(jié)時，前饋校正系數(shù)可以簡化為。

2? 參數(shù)整定

圖 5所示電路的電流內(nèi)環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為：

在系統(tǒng)設(shè)計時，為了實現(xiàn)快速跟蹤電流的目的，一般采用零極點對消法將電流內(nèi)環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)整定為一階慣性環(huán)節(jié)[4-6]，其中令■則電流內(nèi)環(huán)的開、閉環(huán)傳遞函數(shù)分別為：

其中為慣性時間常數(shù)，用Ti表示。

由此，可以得到控制系統(tǒng)電容能量的開環(huán)傳遞函數(shù)為：

按照典型Ⅱ型目標函數(shù)進行設(shè)計[7]，Ⅱ型目標函數(shù)為：（21）

其中，，，將式（20）和式（21）對比，可以得到T=Ti，按照Ⅱ型系統(tǒng)設(shè)計的經(jīng)驗，中頻帶寬取值為5，由此可以得到電容環(huán)的比例、積分參數(shù)分別如式（22）、式（23）所示。

3? 仿真分析

為了更加清晰的看出文中提出的快速控制策略的性能，將其與電壓電流雙閉環(huán)、負載功率前饋兩種控制策略進行對比分析。

采用快速控制、電壓電流雙閉環(huán)控制、負載功率前饋控制三種策略，針對系統(tǒng)的干擾動態(tài)特性進行仿真對比分析，其干擾動態(tài)特性對比結(jié)果分別如圖6所示。

從圖6可以看出，三種控制策略中，快速控制策略的THD最小，輸入電流的諧波含量最少;在0.5s處有一擾動，三種控制策略中，快速控制策略的魯棒性最好，即受干擾影響超調(diào)量最小，響應(yīng)時間最短。綜合分析，快速控制策略采用電容能量前饋加系數(shù)校正能夠確?？刂葡到y(tǒng)的輸入電流諧波含量少，動態(tài)性能好。

4? 結(jié)束語

針對車載充電機的前級AC-DC整流器，將電容能量引入前饋，達到了降低輸入電流諧波含量的目的，采用系數(shù)校正縮短了動態(tài)調(diào)整時間，降低了超調(diào)量，提高了系統(tǒng)的動態(tài)性能。

參考文獻：

[1]王虎，高桂芬.電動汽車車載充電機的研究與設(shè)計[J].長春工業(yè)大學(xué)學(xué)報，2018，39（4）：356-361.

[2]劉桂華，王衛(wèi)，徐殿國.具有快速動態(tài)響應(yīng)的數(shù)字功率因數(shù)校正算法[J]. 中國電機工程學(xué)報，2009，29（12）：10-15.

[3]黃靜，楊柏旺，吳志清，等.基于負載功率前饋控制的PWM整流器控制策略[J].電力電子技術(shù)，2014，48（11）：57-62.

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