劉 超 戴 明 趙 勇 蔡 萍 吉小軍

(1.上海交通大學(xué)電子信息與電氣工程學(xué)院，上海 200240；2.中國船舶重工集團公司第704研究所，上海 200310)

1 引 言

近年來，無線電能傳輸技術(shù)(Wireless Power Transfer，WPT)受到廣泛關(guān)注，應(yīng)用的領(lǐng)域不斷拓寬。目前，無線電能傳輸技術(shù)的研究主要集中在電磁感應(yīng)、微波、磁共振、激光等幾個方面。其中感應(yīng)耦合電能傳輸(Inductively Coupled Power Transfer,ICPT)技術(shù)的研究和應(yīng)用最為廣泛[1]。但是在ICPT技術(shù)中，電磁干擾嚴(yán)重以及不能適用金屬環(huán)境等問題，限制了它的應(yīng)用范圍。因此，抗干擾性強、對金屬障礙物不敏感的電容耦合能量傳輸技術(shù)(Capatively Coupled Power Transfer，CCPT)具有其天然的優(yōu)勢，目前已被運用于轉(zhuǎn)軸、手持設(shè)備、人體內(nèi)設(shè)備以及汽車等設(shè)備的無線電能傳輸。

在工業(yè)測控領(lǐng)域的許多應(yīng)用場合，不僅要實現(xiàn)非接觸無線供電，也要實現(xiàn)測試數(shù)據(jù)的回傳功能。在以往的無線測量中，數(shù)據(jù)傳輸主要是通過RF來實現(xiàn)。但在高速轉(zhuǎn)動、強電磁輻射以及其它復(fù)雜的工況下，這種信號傳輸方式可靠性很差。因此本文旨在研究一種借助感應(yīng)供電本身、不借助其它通訊方式的高可靠性信號回傳方案。

在WPT系統(tǒng)中，基于ICPT系統(tǒng)已經(jīng)有不少學(xué)者做過信號的傳輸方案研究[2～4]但CCPT系統(tǒng)中尚無看到研究報道?；贑CPT系統(tǒng)中E類放大器的工作特性，原邊與副邊可看作是在同一個電路中通過耦合電容進行能量與數(shù)據(jù)的傳輸，不存在ICPT系統(tǒng)中耦合系數(shù)的概念。CCPT系統(tǒng)的信號回傳方案具有更小的功率波動以及更高的傳輸效率，因此在工業(yè)測控運用中具有其天然的優(yōu)勢，研究CCPT系統(tǒng)的信號傳輸具有非常大的工程意義。本文提出了在CCPT系統(tǒng)基于阻抗調(diào)制技術(shù)的反向信號傳輸技術(shù)方案，信號經(jīng)過耦合電容進行傳輸。對目前應(yīng)用比較廣泛的E類放大器結(jié)構(gòu)進行了分析，對本文所引入的信號回傳部分進行了理論推導(dǎo)以及仿真，確立了基于AM調(diào)制方式的信號傳輸方案在CCPT系統(tǒng)中的可行性。

2 系統(tǒng)總體方案

整個系統(tǒng)可分為能量傳輸部分與信號傳輸部分，共用一對電容極板，通過載波實現(xiàn)疊加傳輸，其系統(tǒng)框圖如圖1所示。在能量傳輸部分，直流電壓通過由PWM控制的E類放大器結(jié)構(gòu)逆變成為特定頻率的交流電壓。交流電壓通過耦合電容極板耦合到副邊，在副邊經(jīng)過逆變與穩(wěn)壓后為副邊測量系統(tǒng)提供電源。

圖1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

在信號傳輸部分，由于副邊的阻抗變化會對整個電路的諧振狀態(tài)造成影響進而影響原邊漏源電壓峰值，因此在電路中以MOSFET作為高速開關(guān)，MOSFET關(guān)斷時，整個電路處于諧振狀態(tài)；MOSFET導(dǎo)通時會將調(diào)制電阻并入副邊電路中，從而改變副邊的整體阻抗，使電路偏離諧振點而處于次優(yōu)工作狀態(tài)。通過二種狀態(tài)的切換，可在原邊通過對漏源電壓進行檢波來恢復(fù)出所傳輸?shù)臄?shù)字信號。

在檢波部分采用了二極管檢波和有源、無源濾波相結(jié)合的方式，進一步降低了來自外界的干擾。

3 信號與能量傳輸電路拓?fù)?/h2>

3.1 系統(tǒng)整體概述

本文所提出的CCPT系統(tǒng)簡化結(jié)構(gòu)如圖2所示，原邊和副邊通過兩對電容極板進行能量與信號的傳輸。能量的傳輸為原邊向副邊的單向傳輸，信號的傳輸為副邊向原邊的單向傳輸。電能傳輸采用E類放大器電路，由PWM波驅(qū)動的MOSFET、扼流電感Lf、由銅片組成的諧振電容CS1和CS2、諧振電感LS、整流器以及負(fù)載構(gòu)成。MOSFET被驅(qū)動器產(chǎn)生的PWM波所驅(qū)動，此驅(qū)動信號決定了MOSFET的通斷時間。R為副邊等效負(fù)載。

信號傳輸方式則是在電能傳輸電路的基礎(chǔ)上，在副邊并入了模擬開關(guān)以及電阻R1。由于負(fù)載電阻的變化將影響MOSFET漏極峰值電壓，因此可在副邊控制模擬開關(guān)，原邊通過峰值檢波電路采集MOSFET漏極電壓峰值的變化，恢復(fù)成數(shù)字信號，從而實現(xiàn)信號從副邊向原邊的反向傳輸。

圖2 CCPT系統(tǒng)簡易電路結(jié)構(gòu)

圖3為E類放大器處于諧振狀態(tài)時系統(tǒng)的等效電路。由于扼流電感足夠大，因此可認(rèn)為直流源和扼流電感可等效為一個直流電流源II。rDS為導(dǎo)通電阻，當(dāng)晶體管導(dǎo)通時所有存儲的能量以導(dǎo)通電阻形式耗散。C1為等效并聯(lián)電容，是MOSFET電容與并聯(lián)電容的等效值。CS為調(diào)諧電路的等效調(diào)諧電容，LS為等效調(diào)諧電感，與等效負(fù)載R一同構(gòu)成LCR串聯(lián)諧振電路[5]。

圖3 諧振狀態(tài)時等效電路

3.2 副邊阻抗變化對電能傳輸系統(tǒng)影響機理分析

為具體分析E類放大器副邊阻抗變化對原邊電力開關(guān)器件所產(chǎn)生的影響，現(xiàn)作如下假設(shè)：

(1)晶體管與反向并聯(lián)的二極管構(gòu)成一個導(dǎo)通電阻為零、斷開電阻無窮大的理想開關(guān)。

(2)扼流電感足夠大使得輸入電流近似為直流。

(3)LCR諧振電路品質(zhì)因素QL足夠高，使得流入諧振電路電流近似于正弦。

(4)占空比D=0.5。

流過串聯(lián)諧振電路的電流I為正弦波表示為

I=Imsin(ωt+φ)

(1)

式中：Im——電流I的幅度；ω——電流I的角頻率；φ——電流I的初始相位。

根據(jù)圖2及公式(1)，由Kirchhoff's Current Law可得

IS+IC1=II-I=II-Imsin(ωt+φ)

(2)

式中：IS——流過MOSFET的等效電流；IC1——流過等效并聯(lián)電容電流。

在0<ωt≤π時，開關(guān)導(dǎo)通，IC1=0。因此根據(jù)公式(2),流過MOSFET的電流可表示為

(3)

當(dāng)π<ωt≤2π時，開關(guān)斷開，IS=0。因此流過并聯(lián)電容的電流可表示為

(4)

漏源兩端電壓為

(5)

由于扼流電感Lf流過的電流可認(rèn)為是直流，其兩端的壓降為0，因此有如下公式：

(6)

式中：VI——直流電壓源的電壓。

而一個開關(guān)周期T可表示為：

(7)

那么公式(6)可化為：

(8)

設(shè)L-C-R諧振電路在工作頻率下的阻抗Z=R+jX，因此有：

(9)

(10)

而電抗X可表示為：

(11)

將(5)～(11)進行聯(lián)解，可得到電流i的初始相位φ為：

(12)

串聯(lián)諧振電路電流i的幅值Im為：

Im=II+[(-2πDcos2πD+sin2πD)cosφ+(2πDsin2πD+cos2πD-1)sinφ]÷

(13)

電流源電流II為：

II=2πωC1VI/{2π2D2+[(sin2πD-2πD)cosφ+(cos2πD-1)sinφ]×

[(-2πDcos2πD+sin2πD)cosφ+(2πDsin2πD+cos2πD-1)sinφ]÷

(14)

為繪出具體的阻抗對漏源電壓的影響曲線，并考慮到實際工況，因此設(shè)計了一個VI=100V，POmax=80W，f=1.2MHz的E類放大器并假設(shè)PWM占空比D=0.5。根據(jù)以上各式確定電路參數(shù)如下表所示，選擇IRF840作為E類放大器的電力開關(guān)。

表1 電路參數(shù)Tab.1 Circuitparameters元器件LfC1CSLSRoptRL參數(shù)值450μH337.4pF314.6pF66.9μH72.1Ω125Ω

由公式(5)～公式(6)、公式(12)～公式(14)可知，負(fù)載的變化會帶來漏源電壓的變化，為求取漏源電壓Vs與阻抗R之間的關(guān)系，將表1中各參數(shù)帶入公式(12)～(14)及公式(4)，繪制阻抗與Vs的關(guān)系如下圖所示:

圖4 漏源電壓Vs與負(fù)載阻抗的關(guān)系

為減小調(diào)制過程功率波動，最大限度保證傳輸效率，系統(tǒng)最好能始終工作在ZVS狀態(tài)下。本文設(shè)計了基于并聯(lián)電阻方式的阻抗調(diào)制信號傳輸方案，使得阻抗RL始終在RL≤Ropt范圍內(nèi)變化，可使系統(tǒng)在調(diào)制過程中工作在ZVS狀態(tài)。

4 用于反向信號傳輸?shù)恼{(diào)制與解調(diào)實現(xiàn)

調(diào)制電路通過改變副邊阻抗來影響原邊MOSFET的漏源電壓，通過調(diào)制與非調(diào)制兩個狀態(tài)的切換，從而達到傳輸信號的目的。在副邊以MOSFET對管作為高速開關(guān)，通過開關(guān)的高速切換的方式來實現(xiàn)調(diào)制與非調(diào)制狀態(tài)的切換。調(diào)制電路如圖5所示：

圖5 調(diào)制電路

載波為E類放大器的輸出，調(diào)制波為副邊通過微控制器I/O口所輸出的方波經(jīng)調(diào)制電路后疊加于載波上。為了達到該頻率，并考慮到電路設(shè)計的簡便，在原邊選用具有隔離功能的UCC5310作為MOSFET驅(qū)動器。經(jīng)過諧振電路后以耦合的金屬極板作為傳輸途徑將電能傳輸至副邊。副邊的調(diào)制電路采用隔離光耦TLP250作為MOSFET驅(qū)動，選用低導(dǎo)通電阻的MOSFET對管IRF610對諧振電路的阻抗進行調(diào)制。

解調(diào)電路可采用兩種方式：包絡(luò)檢波和同步檢波。為了可靠地解調(diào)出相對較微弱的調(diào)制波，為了對調(diào)制信號進行解調(diào)，本文采用大電阻分壓的方式對E類放大器MOSFET的漏源電壓進行采樣。通過電阻分壓的方式對電壓進行采樣后，得到峰峰值在10V左右的高頻已調(diào)信號。將該已調(diào)信號用AD812作為一級低通濾波和跟隨，將高頻干擾去除，得到初始的高頻已調(diào)信號并增大了驅(qū)動能力。然后以二極管檢波的方式檢出調(diào)制信號。二極管選用導(dǎo)通電壓低的鍺管或肖特基二極管，根據(jù)如下公式選擇合適的RC的取值范圍即可[6]。

RC·fc>>1

(15)

式中：fc——載波頻率。

(16)

(17)

式中：fm——調(diào)制頻率。

(18)

式中：ma——調(diào)幅度最大值，fmax——調(diào)制頻率最大值。

(19)

式中：Rg——負(fù)載，m——調(diào)幅度。

本文選擇了10kΩ與22nF的RC值，通過檢波、有源帶通濾波以及波形整形后可將數(shù)字信號恢復(fù)出來，解調(diào)電路如圖6所示：

圖6 解調(diào)電路

5 系統(tǒng)測試

按照表1的參數(shù)搭建仿真。調(diào)制電路產(chǎn)生了頻率在10kHz左右的方波，在原邊漏源電壓上可以看見調(diào)制波。調(diào)制波形經(jīng)分壓電阻采樣后如圖7所示。經(jīng)檢波及濾波后的信號如下圖8所示?？梢钥匆姶藭r已經(jīng)將載波完全消除。經(jīng)放大以及波形整形后，即可輸出至控制器的I/O口。進入I/O口的波形如圖9。

6 結(jié)束語

本文提出了一種基于電容耦合方式無線能量傳輸系統(tǒng)的新型信號傳輸方案并通過建立系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型，分析了系統(tǒng)的信號傳輸特性以及阻抗影響機理。針對具體的信號傳輸應(yīng)用，設(shè)計了適用于E類放大器結(jié)構(gòu)的調(diào)制與解調(diào)電路并通過仿真結(jié)果驗證了其可行性。后續(xù)將以航天攪拌摩擦焊接智能刀柄為應(yīng)用對象，開展本文技術(shù)方案的實際工程應(yīng)用研究。

圖7 有調(diào)制信號的原邊MOSFET漏源電壓

圖8 經(jīng)二極管檢波以及帶通濾波后的信號

圖9 輸入進控制器I/O口的信號