羅 敏, 梁 暉

(1.廣東電網(wǎng)有限責(zé)任公司 電力科學(xué)研究院,廣東 廣州 510080; 2.北京交通大學(xué),北京 100044)

0 引 言

近年來,隨著電力電子技術(shù)以及新型材料如碳化硅(SiC)[1-2]等的快速發(fā)展,隔離型雙向DC/DC變換器因其能量雙向傳遞、實(shí)現(xiàn)電氣隔離等特點(diǎn)得到越來越多的關(guān)注,較多應(yīng)用于電池儲(chǔ)能、新能源發(fā)電、電動(dòng)汽車、直流不停電電源系統(tǒng)、電力電子變壓器、航空電源等領(lǐng)域[3-8]。但傳統(tǒng)電壓源型雙向有源橋(Dual Active Bridge,DAB)變換器存在回流功率大、軟開關(guān)范圍有限且開關(guān)管均在電流峰值處關(guān)斷等缺點(diǎn)。

為盡可能減小變換器體積和重量,提高功率密度和效率,提高開關(guān)管的工作頻率是有效途徑。隨著開關(guān)頻率的提高,開關(guān)管的開關(guān)損耗在硬開關(guān)狀態(tài)下會(huì)隨著開關(guān)頻率的提高而增大,且存在電磁干擾等問題。軟開關(guān)技術(shù)則能在很大程度上改善雙向DC/DC變換器的性能,可以減小開關(guān)損耗,降低開關(guān)器件的電壓/電流應(yīng)力,提高變換器的工作效率,使得變換器的高頻化成為可能。因此,近年來對雙向DC/DC變換器的研究便集中于如何在高頻化的同時(shí)使用軟開關(guān)技術(shù)來降低開關(guān)管的開關(guān)損耗,從而提高變換器效率。為拓展隔離型雙向DC/DC變換器的軟開關(guān)范圍,提高輕載時(shí)變換器的效率,人們提出了多種新型控制策略[9-11]。

諧振型DC/DC變換器因其具有零電壓關(guān)斷(Zero-Voltage Switching,ZVS)、零電流關(guān)斷(Zero-Current Switching,ZCS)軟開關(guān)的特點(diǎn),成為當(dāng)今研究的熱點(diǎn)。在單向DC/DC變換器中,諧振技術(shù)是實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的重要方式,控制理論相對成熟[9]。主要利用電感和電容組成諧振網(wǎng)絡(luò),使開關(guān)器件在電壓或電流過零點(diǎn)進(jìn)行切換實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)。

同樣可在雙向DC/DC變換器中引入諧振網(wǎng)絡(luò)以擴(kuò)大軟開關(guān)范圍,減小開關(guān)損耗。LLC型[12-13]、LCL型[14]、CLLC[15-16]、CLLLC[17]等復(fù)合諧振DC/DC變換器雙向功率傳輸速度較慢,且較多的諧振元件會(huì)影響整個(gè)變換器的體積。LLC諧振變換器可以實(shí)現(xiàn)全負(fù)載范圍的軟開關(guān)[18-20],但是為減小輸出電流紋波,增加了輸出濾波電容,由于電路結(jié)構(gòu)的不對稱性,功率在進(jìn)行雙向傳遞時(shí),電路需要特殊處理,如外加切換開關(guān)等[21],控制較為復(fù)雜。

在對傳統(tǒng)DAB變換器的研究基礎(chǔ)上,引入LC串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò),以一種串聯(lián)諧振型雙向DC/DC變換器為研究對象,在移相控制策略下,傳輸電流呈正弦波或準(zhǔn)正弦波,能減小開關(guān)管關(guān)斷電流、關(guān)斷損耗以及變壓器的渦流損耗,進(jìn)一步提高變換器效率,擴(kuò)大軟開關(guān)范圍,而且有利于改善系統(tǒng)電磁兼容性。

本文首先闡述了傳統(tǒng)雙向DC/DC變換器的基本工作原理。其次利用基波分析法,建立串聯(lián)諧振雙向DC/DC變換器等效電路,分析了串聯(lián)諧振DC/DC變換器的工作原理以及其軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)情況。最后搭建了系統(tǒng)仿真模型和硬件實(shí)驗(yàn)平臺(tái),通過仿真結(jié)果和實(shí)驗(yàn)波形驗(yàn)證了該系統(tǒng)的正確性和有效性。

1 傳統(tǒng)DAB變換器基本工作原理

為更好地分析LC串聯(lián)諧振型DC/DC變換器的原理,首先簡單分析DAB變換器的基本工作原理。

忽略勵(lì)磁回路的影響,傳統(tǒng)DAB變換器的等效電路圖如圖1所示,主要利用變壓器的漏感來進(jìn)行功率傳遞,通過全橋移相來控制一、二次側(cè)H橋的驅(qū)動(dòng)脈沖以產(chǎn)生具有相移的方波信號,功率從超前電壓方波一側(cè)向滯后電壓方波一側(cè)傳遞,φ1是一、二次側(cè)脈沖的相角差,即移相角。通過調(diào)節(jié)移相角進(jìn)一步來控制端口之間功率的流動(dòng)。全橋?qū)巧系拈_關(guān)管以50%的固定占空比同時(shí)導(dǎo)通或關(guān)斷,在變壓器一、二次側(cè)形成50%占空比的方波。

當(dāng)功率由u′p流向us時(shí),變換器工作在正向傳遞模式,此時(shí)0<φ1<π,一次側(cè)開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號超前二次側(cè)開關(guān)管。反之,當(dāng)功率由us流向u′p時(shí),變換器在工作反向傳遞模式,此時(shí)-π<φ1<0,一次側(cè)開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號滯后于二次側(cè)開關(guān)管。DAB變換器主要波形如圖2所示。圖2(a)和圖2(b)分別為移相控制下變換器功率正向、反向傳遞工作時(shí)的主要波形。

設(shè)變壓器的一、二次側(cè)的匝數(shù)比為NT,T為半個(gè)開關(guān)周期的時(shí)間,f為開關(guān)管的工作頻率。

以功率正向傳遞為例,根據(jù)圖2(a)可得到變壓器二次側(cè)電流iL以及濾波電容前電流i2的分段

表達(dá)式分別為

iL(t)=

(1)

i2(t)=

(2)

式中:It0、It2、It3——電感電流在t0、t2、t3時(shí)刻的瞬時(shí)值。

定義D1為移相占空比。

(3)

根據(jù)電感電流波形的對稱性可知:

t2-t0=t5-t3=D1T

(4)

t3-t0=t5-t2=T

(5)

可得到功率正向傳輸時(shí),二次側(cè)輸出直流電流I2和平均輸出功率P2分別為

(6)

(7)

由以上公式可知,當(dāng)開關(guān)頻率、變壓器匝比和漏感一定時(shí),每一個(gè)DAB變換器的輸出電流I2由D1和U1決定,輸出功率P2由U1、U2及D1決定。功率反向傳遞時(shí)推導(dǎo)類似。

2 LC串聯(lián)諧振型DC/DC變換器原理分析

由以上分析可知,通過移相控制策略可以實(shí)現(xiàn)對直流側(cè)電流的閉環(huán)控制,LC串聯(lián)諧振型DC/DC變換器可借鑒傳統(tǒng)DAB變換器的移相控制策略。

電壓源型+電壓源型LC串聯(lián)諧振雙向DC/DC變換器的電路拓?fù)鋱D如圖3所示。與傳統(tǒng)電壓源型DAB變換器類似,由兩個(gè)全橋變換器H1、H2、LC串聯(lián)諧振腔和隔離變壓器構(gòu)成。Lr為隔離變壓器的一、二次側(cè)等效漏感及外加電感之和,也是諧振電感,Cr為諧振電容,同時(shí)還作為隔直電容,能有效阻隔諧振電流中的直流分量,避免由功率器件開關(guān)速度不同等問題帶來的伏秒不平衡而導(dǎo)致的變壓器飽和現(xiàn)象。

多數(shù)情況下,高次諧波分量對變換器的功率傳輸特性影響可近似忽略,即認(rèn)為只有開關(guān)頻率級的基波分量才能傳輸功率,所以可以采用基波分析法對LC串聯(lián)諧振型DAB變換器的功率傳輸特性等進(jìn)行闡述。等效分析如圖4所示。其中,up和u′s是一次側(cè)橋口電壓以及等效到一次側(cè)的二次側(cè)橋口電壓,其基波電壓分別為up1和u′s1,橋間移相角為φ1,同時(shí)也是基波的移相角。開關(guān)管的工作角頻率為ωs,諧振角頻率為ωr,ir為電感電流,C′r1和L′r1為折算到一次側(cè)的等效諧振電容和等效諧振電感。

針對串聯(lián)諧振型DC/DC變換器的控制策略研究主要分為兩類:一類是變頻控制,另一類是定頻控制。變頻控制是通過改變開關(guān)管的工作頻率fs和諧振頻率fr的相對關(guān)系,從而調(diào)整諧振腔的阻抗以達(dá)到調(diào)壓的目的。

定義諧振腔的阻抗ZL為

(8)

當(dāng)fs與fr的相對關(guān)系發(fā)生變化時(shí),就會(huì)影響諧振腔電流與橋口交流電壓的相位關(guān)系,串聯(lián)諧振變換器工作方式和開關(guān)管軟開關(guān)情況也會(huì)隨之改變。當(dāng)fs<0.5fr時(shí),電流會(huì)出現(xiàn)斷續(xù)。當(dāng)0.5fr

定頻控制主要是指移相控制,與傳統(tǒng)電壓源型DAB變換器的控制策略相同,即所有開關(guān)管均以相同的開關(guān)頻率工作,控制兩個(gè)單元橋之間的移相角度來實(shí)現(xiàn)功率的傳遞。定頻的移相控制方式更便于設(shè)計(jì)磁性元件。一般MOS管的寄生電容較大,因易產(chǎn)生容性開通問題,所以其開通損耗比關(guān)斷損耗要大。在傳統(tǒng)移相控制策略下,開關(guān)管選取工作頻率較高的MOSFET,一般選取fs高于fr,以實(shí)現(xiàn)開關(guān)管ZVS。

2.1 工作模態(tài)分析

LC串聯(lián)諧振型DAB變換器主要波形如圖5所示。以功率從U1側(cè)向U2側(cè)正向傳遞為例,且以一次側(cè)參量全部等效到二次側(cè)為參考,詳細(xì)分析各個(gè)模態(tài)下開關(guān)管的工作情況。正向工作模態(tài)圖如圖6所示,其中一個(gè)完整周期可以劃分為6個(gè)工作模態(tài),其中不參與工作的部分用虛線標(biāo)出。

Stage 1(t0-t1) 如圖6(a)所示。在此時(shí)間段內(nèi),流過諧振腔的電流ir為負(fù),諧振腔存儲(chǔ)的能量通過變壓器一次側(cè)H1橋的開關(guān)管S1、S4的反并聯(lián)二極管VD1、VD4續(xù)流釋放到二次側(cè)電源,通過H2橋的開關(guān)管S5、S8的反并聯(lián)二極管VD5、VD8釋放到二次側(cè)電源。諧振腔兩端電壓為Up=U1,Us=-NU2,則ULC=(U1+NU2)/N,故流過諧振腔的負(fù)電流持續(xù)減小。

Stage 2(t1-t2) 如圖6(b)所示。t1時(shí)刻,H2單元橋中開關(guān)管S5、S8的結(jié)電容開始向S5、S8釋放能量,所以S5和S8硬開通,在此時(shí)間段內(nèi),電流ir繼續(xù)通過H1橋中開關(guān)管S1、S4的反并聯(lián)二極管VD1和VD4續(xù)流,Up=U1,U′s=NU2,則諧振腔兩端電壓ULC=(U1-NU2)/N,諧振腔的電流持續(xù)減小到零。

Stage 3(t2-t3) 如圖6(c)所示。t2時(shí)刻,負(fù)電流ir減小到0,H1單元橋中的開關(guān)管S1、S4的反并聯(lián)二極管VD1、VD4截止,開關(guān)管S1、S4實(shí)現(xiàn)ZVS開通,H2橋中S5、S8的電流自然減小到0,實(shí)現(xiàn)了ZCS關(guān)斷,其反并聯(lián)二極管D5、D8續(xù)流導(dǎo)通。在此時(shí)間段內(nèi),諧振腔的電流反向繼續(xù)增加,諧振腔右側(cè)電壓U’s=NU2,電感L左側(cè)電壓Up=U1,故此時(shí)ULC=(U1-NU2)/N,由于U1>NU2,故流過電感的電流繼續(xù)上升。

Stage 4(t3-t4) 如圖6(d)所示。在t3時(shí)刻,變壓器H1單元橋中開關(guān)管S1、S4硬關(guān)斷,則電流通過開關(guān)管S2、S3的反并聯(lián)二極管VD2、VD3續(xù)流。在此時(shí)間段內(nèi),電流ir繼續(xù)通過H2橋中開關(guān)管S5、S8的反并聯(lián)二極管VD5和VD8續(xù)流,諧振腔左側(cè)電壓Up=-U1,此時(shí)電感兩端承受的負(fù)電壓為ULC=(-U1/N-U2)/N,電流開始下降。

Stage 6(t5-t6) 如圖6(f)所示。t5時(shí)刻,電流ir減小到0,H1單元橋中的開關(guān)管S2、S3的反并聯(lián)二極管VD2、VD3截止,開關(guān)管S2、S3實(shí)現(xiàn)ZVS開通,H2橋中S6、S7的電流自然減小到0,實(shí)現(xiàn)了ZCS關(guān)斷,其反并聯(lián)二極管VD6、VD7續(xù)流導(dǎo)通。在此時(shí)間段內(nèi),諧振腔的電流反向繼續(xù)增加,諧振腔右側(cè)電壓Us=-U2,電感L左側(cè)電壓Up=-U1,故此時(shí)UL=(-U1+NU2)/N,由于U1>NU2,故流過電感的電流繼續(xù)反向上升。

當(dāng)功率由U2向U1傳輸時(shí),即為反向工作模式,結(jié)合圖6(b)和圖4,同正向工作模式分析方法類似,在此不再贅述。

2.2 傳輸功率分析

為便于分析,將二次側(cè)參量等效到一次側(cè),并將參量標(biāo)幺化,基準(zhǔn)值分別為

(9)

以圖5(a)中的正向工作模式為例,此時(shí)功率為正向傳輸,β和θ分別為電流ir與一、二次側(cè)變換器橋口輸出電壓up和u′s的相位差,且θ=β-φ1,可得其基波電壓為

(10)

(11)

(12)

式中:M——電壓轉(zhuǎn)換率,分為M=1(Balance)模式,M>1(Boost)模式,M<1(Buck)模式。

(13)

(14)

(15)

(16)

X*=X′Lr1+X′Cr1

(17)

式中:F——系統(tǒng)的諧振頻率偏離開關(guān)頻率的程度,取大于1;

Q——電路的品質(zhì)因數(shù)。

式(14)～式(16)表示諧振電感和諧振電容的標(biāo)幺值以及總諧振阻抗值,結(jié)合圖4,可求得諧振電流為

(18)

輸出側(cè)的瞬時(shí)功率為

(19)

LC串聯(lián)諧振型DAB變換器的輸出側(cè)平均功率為

該說認(rèn)為，農(nóng)村集體經(jīng)濟(jì)組織應(yīng)屬于民事法律關(guān)系上“其他組織”范疇。因?yàn)槿绻艳r(nóng)村集體經(jīng)濟(jì)組織定位為法人組織，只要該村集體組織一直存在，就不會(huì)發(fā)生破產(chǎn)情形，這與法人的性質(zhì)是相違背的。而且一些當(dāng)代新型的農(nóng)村經(jīng)濟(jì)組織并不一定要有法人身份才可以開展自主活動(dòng)。很多情況下，農(nóng)村集體經(jīng)濟(jì)組織不一定依法人資格才能成為市場主體，作為非法人組織一樣可以釋放市場活力，可以享受權(quán)利和承擔(dān)責(zé)任。因此，該理論主張其為非法人組織。

(20)

由式(20)可以看出,當(dāng)變換器的參數(shù)確定后,其傳輸功率的大小僅與移相角度φ1大小有關(guān),當(dāng)φ1為正時(shí),功率正向傳輸,當(dāng)φ1為負(fù)時(shí),功率反向傳輸。

2.3 軟開關(guān)特性和條件分析

LC串聯(lián)諧振型DAB變換器的軟開關(guān)區(qū)域求解方法與傳統(tǒng)DAB變換器類似。以圖5(a)所示變換器正向傳輸功率的波形為例,可知橋Hl和橋H2的開關(guān)管均實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的必要條件為

(21)

將式(19)代入式(21)可得

(22)

即應(yīng)滿足:

(23)

(24)

根據(jù)式(24)繪制不等式區(qū)域,LC串聯(lián)諧振型DAB變換器軟開關(guān)區(qū)域圖如圖7所示。由圖7可知,LC串聯(lián)諧振型DAB變換器有3種軟開關(guān)模式。LC串聯(lián)諧振型DAB變換器的3種軟開關(guān)類型如圖8所示。結(jié)合圖8,具體分析如下。

(1)類型1。圖8(a)中,諧振電流ir在t0和t(φ1/ωs)時(shí)刻均為負(fù)電流,則根據(jù)軟開關(guān)判斷條件以及工作模態(tài)分析可知,此時(shí)H1橋的開關(guān)管在t0時(shí)刻實(shí)現(xiàn)ZVS開通,H2橋的開關(guān)管強(qiáng)迫開通。同樣可以看出,H1橋的開關(guān)管是強(qiáng)迫關(guān)斷,H2單元橋的開關(guān)管是ZCS關(guān)斷。該類型軟開關(guān)區(qū)域?qū)儆趫D7中的A,即M>1時(shí)。

(2)類型2。圖8(b)中,諧振電流ir在t0時(shí)刻電流為負(fù),在t(φ1/ωs)時(shí)刻電流為正,即滿足H1和H2單元橋中的開關(guān)管均能實(shí)現(xiàn)ZVS的條件。具體軟開關(guān)區(qū)域如圖7中C和D所示,即M=1時(shí)。但此時(shí)兩個(gè)單元橋的開關(guān)管均為硬關(guān)斷。

(3)類型3。圖8(c)中,諧振電流ir在t0和t(φ1/ωs)時(shí)刻均為正電流,故H2橋在t(φ1/ωs)時(shí)刻實(shí)現(xiàn)ZVS開通,H1橋開關(guān)管在t0時(shí)刻強(qiáng)迫開通,且H1橋的開關(guān)管是ZCS關(guān)斷,H2單元橋的開關(guān)管強(qiáng)迫關(guān)斷。兩個(gè)單元橋內(nèi)的開關(guān)管滿足實(shí)現(xiàn)ZVS條件如圖7中區(qū)域B,此時(shí)M<1。

由上述分析可知,與傳統(tǒng)DAB變換器相比,諧振型DAB變換器的電流ir更接近于正弦波。兩者在實(shí)現(xiàn)ZVS開通的同時(shí),開關(guān)管關(guān)斷均為強(qiáng)迫關(guān)斷,但電壓源型DAB變換器中在電流ir的峰值處關(guān)斷,而諧振型DAB變換器的開關(guān)管由于諧振網(wǎng)絡(luò)的存在,使電流正弦化,從而得到較小的硬關(guān)斷電流。綜上可知,LC諧振型DAB變換器可以減小開關(guān)器件的開關(guān)損耗,同時(shí)具有改善變換器電磁兼容的特性。

3 移相控制策略

4 仿真驗(yàn)證分析

表1 具體仿真參數(shù)

首先對諧振型DAB變換器的3種軟開關(guān)情況進(jìn)行仿真驗(yàn)證。

從圖10(a)可以看出,us滯后于up,符合功率傳遞方向。此時(shí)一次側(cè)的直流側(cè)電壓匹配,諧振腔電流呈近似正弦狀。從圖10(b)可以看出,I2達(dá)到給定電流值,實(shí)現(xiàn)閉環(huán)穩(wěn)定控制。從圖10(c)可以看出,開關(guān)管S1導(dǎo)通即UDS=0期間,流過S1的電流從負(fù)變正,二極管VD1導(dǎo)通之后換流到開關(guān)管S1,故S1實(shí)現(xiàn)了ZVS開通。從圖10(d)可以看出,S5也實(shí)現(xiàn)了ZVS開通。仿真波形圖證明了在M=1的條件下,且二次側(cè)變換器中所有開關(guān)管均可實(shí)現(xiàn)第二種軟開關(guān)模式。

其次在相同傳輸功率條件下,對傳統(tǒng)電壓源型DAB變換器和諧振型DAB變換器進(jìn)行比較。變換器在Balance模式下功率正、反向傳輸時(shí)的主要波形分別如圖13和圖14所示。

當(dāng)功率反向傳輸時(shí),S1和S5的脈沖電流波形與功率正向傳輸時(shí)S5和S1的波形類似。故后面將主要以功率正向傳輸為例。

由圖13、圖14的波形可知,在相同傳輸功率和一、二次側(cè)的電壓匹配的條件下,兩種變換器均為ZVS開通以及硬關(guān)斷,諧振型DAB變換器一、二次側(cè)開關(guān)管均不在峰值處關(guān)斷,且關(guān)斷電流低于傳統(tǒng)電壓源型DAB變換器。

兩個(gè)變換器在M≠1時(shí)的主要波形圖比較分別如圖15、圖16所示。

由圖15、圖16可以看出,在傳輸相同功率和M≠1的條件下,LC串聯(lián)諧振型DAB變換器一、二次側(cè)開關(guān)管均不在峰值處關(guān)斷,關(guān)斷電流低于傳統(tǒng)電壓源型DAB變換器,且諧振電流峰值以及回流功率低于傳統(tǒng)電壓源型DAB變換器的電感電流峰值。

最后,不同諧振頻率下傳輸相同功率時(shí),對不同諧振頻率的DAB變換器仿真波形進(jìn)行分析比較。3種不同模式下功率正向傳遞的主要波形分別如圖17～圖19所示。圖17～圖19左側(cè)均為諧振頻率為18 kHz的波形,右側(cè)均為12.4 kHz的波形。

由圖17可知,在相同傳輸功率和M=1的條件下,兩種變換器均為ZVS開通以及硬關(guān)斷,諧振頻率越高,其關(guān)斷電流和回流功率越小,同時(shí)帶來峰值的增大。由圖18、圖19可知,在傳輸相同功率和M≠1的條件下,諧振頻率越高,其等效阻抗越低,其諧振腔電流峰值越大,開關(guān)管關(guān)斷電流與回流功率均增大。

5 實(shí) 驗(yàn)

基于對LC諧振型雙向DC/DC變換器的工作原理的分析以及控制策略的研究,搭建了基于TMS320F28335數(shù)字控制的功率實(shí)驗(yàn)平臺(tái),系統(tǒng)硬件平臺(tái)如圖20所示。一、二次側(cè)電壓源采用三元材料電池,電池電壓充放電會(huì)在一定范圍內(nèi)波動(dòng)。

表2 實(shí)驗(yàn)參數(shù)表

5.1 M=1(Balance)模式

M=1時(shí)功率雙向傳輸如圖21所示。由圖21(a)可知,二次側(cè)變換器輸出電壓us滯后于一次側(cè)變換器輸出電壓up,φ1>0即U1功率傳向U2,功率正向傳輸。閉環(huán)控制電流I2達(dá)到給定值,諧振腔電流ir不再呈線性,而是接近于正弦波。圖21(b)為功率正反向工作模式下M=1時(shí)的LC串聯(lián)諧振型DAB變換器的主要波形。

電感電流的標(biāo)記處也對應(yīng)開關(guān)管的關(guān)斷電流,與傳統(tǒng)電壓源型DAB變換器的峰值關(guān)斷電流相比,其關(guān)斷電流不在峰值處關(guān)斷。電流探頭的頻率響應(yīng)較低,存在2～3 μs的滯后。根據(jù)式(22)結(jié)合圖21(a)可知,此時(shí)一、二次側(cè)變換器中所有開關(guān)管均可實(shí)現(xiàn)ZVS開通,屬于第二種軟開關(guān)類型。

由圖21(b)可知,二次側(cè)變換器輸出電壓us超前于一次側(cè)變換器輸出電壓up,φ1<0即U2功率傳向U1,功率反向傳輸,符合所推功率公式(20)。閉環(huán)控制電流I2能夠達(dá)到給定值,諧振腔電流ir接近于正弦波。關(guān)斷電流不在峰值處關(guān)斷,開關(guān)管關(guān)斷電流同樣減小。由式(22)和圖21(b)可知,所有開關(guān)管均實(shí)現(xiàn)ZVS開通,屬于第二種軟開關(guān)模式。

5.2 M>1(Boost)模式

M>1時(shí)功率雙向傳輸如圖22所示。由圖22可以看出,電流波形更接近于正弦波。關(guān)斷電流不在峰值處關(guān)斷,此時(shí)不屬于輕載情況,結(jié)合波形圖和軟開關(guān)公式可知,一、二次側(cè)變換器中所有開關(guān)管均可實(shí)現(xiàn)ZVS開通,屬于第二種軟開關(guān)類型。

5.3 M<1(Buck)模式

M<1時(shí)功率雙向傳輸如圖23所示。與傳統(tǒng)電壓源型DAB變換器相比,關(guān)斷電流更小。

6 結(jié) 語

本文以LC串聯(lián)諧振型DAB變換器為研究對象,首先采用基波分析法建立了該變換器的近似等效電路模型,推導(dǎo)了變換器功率傳輸?shù)谋磉_(dá)式。詳細(xì)闡述了LC串聯(lián)諧振型DAB變換器在傳統(tǒng)單移相控制方式下的工作原理、功率傳輸特性、軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)情況。完成了LC串聯(lián)諧振型DAB變換器仿真,并證明了該控制策略的正確性和有效性。在傳輸相同功率和不同電壓轉(zhuǎn)換率下,與傳統(tǒng)電壓源型DAB變換器進(jìn)行比較,諧振型DAB變換器具有更小的關(guān)斷電流。最后,由實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了上述內(nèi)容的正確性和可行性。