梁 振，石 磊，徐 肯，楊寒冰

（廣州粒子微電子有限公司，廣東 廣州 510507）

0 引 言

隨著物聯(lián)網(wǎng)（Internet of Things，IoT）需求的日益增長(zhǎng)，窄帶物聯(lián)網(wǎng)（Narrowband Internet of Things，NB-IoT）技術(shù)已成為萬(wàn)物互聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的一個(gè)重要分支[1-2]。NB-IoT構(gòu)建于蜂窩網(wǎng)絡(luò)，只消耗大約180 kHz的帶寬，可直接部署于GSM網(wǎng)絡(luò)、UMTS網(wǎng)絡(luò)或LTE網(wǎng)絡(luò)，以降低部署成本，實(shí)現(xiàn)平滑升級(jí)。目前，市場(chǎng)上已經(jīng)出現(xiàn)了大量物與物的聯(lián)接方式。這些聯(lián)接大多通過(guò)藍(lán)牙、Wi-Fi和Zigbee等短距通信技術(shù)實(shí)現(xiàn)。然而，NB-IoT的應(yīng)用范圍與這些短距離通信技術(shù)的應(yīng)用范圍有很多重疊。在短距離物聯(lián)網(wǎng)通信技術(shù)千億級(jí)市場(chǎng)競(jìng)爭(zhēng)中，如何使NB-IoT技術(shù)迅速搶占更多的市場(chǎng)份額，低功耗芯片設(shè)計(jì)是關(guān)鍵因素之一。

壓控振蕩器（Voltage Controlled Oscillator，VCO）作為NB-IoT射頻芯片中的重要模塊，其產(chǎn)生的相位噪聲在接收機(jī)中會(huì)影響接收機(jī)的抗阻塞和臨道選擇的性能，在發(fā)射機(jī)中會(huì)影響發(fā)射機(jī)的輸出矢量調(diào)制誤差EVM、頻譜輻射模板（Spectrum Emission Mask，SEM）和臨近信道抑制比（Adjacent Channel Power Ratio，ACPR）等。如何在低功耗設(shè)計(jì)下降低VCO的輸出相位噪聲，一直是國(guó)內(nèi)外科研機(jī)構(gòu)研究的熱點(diǎn)。

文章第1節(jié)主要介紹VCO電路的設(shè)計(jì)背景和基本原理；第2節(jié)提出并分析低功耗低相位噪聲VCO電路設(shè)計(jì)；第3節(jié)介紹芯片測(cè)試結(jié)果；第4節(jié)給出結(jié)論。

1 VCO電路的研究背景及基本原理

NB-IoT芯片與其他通信芯片類(lèi)似，都有射頻模塊和基帶模塊。射頻模塊分為接收機(jī)、發(fā)射機(jī)和鎖相環(huán)。鎖相環(huán)是NB-IoT中的重要模塊，作用是產(chǎn)生精確的高頻時(shí)鐘信號(hào)即本振信號(hào)，提供給接收機(jī)和發(fā)射機(jī)。通常由鑒頻鑒相器、環(huán)路濾波器和壓控振蕩器組成鎖相環(huán)前向通路，由分頻器組成鎖相環(huán)的反饋通路[2]。鎖相環(huán)通過(guò)檢測(cè)參考時(shí)鐘信號(hào)和VCO輸出信號(hào)經(jīng)分頻器后的相位差，將檢測(cè)的相位差信號(hào)通過(guò)鑒相器轉(zhuǎn)換成電壓信號(hào)，經(jīng)低通濾波器濾波后形成VCO的控制電壓，對(duì)VCO輸出信號(hào)的頻率實(shí)施精確控制。

NB-IoT對(duì)鎖相環(huán)鎖定時(shí)輸出相位噪聲要求非常高，而相位噪聲主要的產(chǎn)生源之一就是壓控振蕩器。壓控振蕩器電路是相對(duì)成熟的電路，最常用的壓控振蕩器是所謂負(fù)跨導(dǎo)壓控振蕩器，如圖1所示。圖1為壓控振蕩器架構(gòu)的一種實(shí)現(xiàn)方法[3]，其中MOS管NM1和NM2組成的正反饋電路背靠背交叉正反饋連接，如果從兩個(gè)漏極看入，等效電導(dǎo)為-2/gm，其中g(shù)m為MOS管的跨導(dǎo)，負(fù)值是由負(fù)反饋連接的方式計(jì)算得出。當(dāng)建立振蕩后，兩個(gè)MOS管交叉導(dǎo)通，兩輸出端電壓信號(hào)相應(yīng)交替起伏。通過(guò)控制VC電壓，改變可變電容V1和V2的電容值，從而控制VCO的增益。VCO的輸出頻率由電感L1、電容C1以及可變電容V1和V2決定。

圖1 壓控振蕩器電路

圖1中壓控振蕩器的電路由底部的MOS管NM3決定，NM3產(chǎn)生的電流由NM4中電流鏡像而來(lái)。NMOS電流源對(duì)振蕩器的整體相位噪聲有重要影響，因此通過(guò)電阻R1和C6濾除鏡像電流時(shí)帶來(lái)的噪聲干擾。

目前，改善壓控振蕩器相位噪聲主要有3種方案。（1）通過(guò)增加VCO的電流[4]。增加VCO的電流是最直接也是很有效的減小VCO相位噪聲的措施，但是增加VCO電流的方式與NB-IoT芯片低功耗設(shè)計(jì)初衷剛好相反。（2）增加電阻R1和C6的阻值和容值，減小其構(gòu)成的一階低通濾波器的極點(diǎn)[4]。但是，增加電阻值和電容值是以犧牲芯片面積為代價(jià)，且不能改善MOS管NM3產(chǎn)生的電流噪聲。（3）將MOS管NM3換成電阻[5]，電阻在一定程度上可以減小相位噪聲，但是VF點(diǎn)的電壓會(huì)隨著NM1和NM2的起伏而起伏，從而帶來(lái)一定的噪聲。

2 低功耗低相位噪聲VCO電路設(shè)計(jì)

本文提出壓控振蕩器電路如圖2所示。壓控振蕩器由振蕩電路、反饋回路和電容陣列組成。振蕩電路與圖1振蕩電路類(lèi)似，由正反饋MOS和諧振電路組成。振蕩電路中可變電阻R1一端接地，另外一端連接NM1和NM2的源極，同時(shí)連接反饋回路中NM3和NM4的柵極。電阻R1的阻值大小決定了壓控振蕩器的電流大小。NM1和NM2的柵極通過(guò)電容C4和C5分別連接NM2和NM1的漏極，構(gòu)成正反饋，為壓控振蕩器提供能量?？勺冸娙軻1和V2、電容C2和C3組成的電容可以等效成總電容Ce。由電容Ce、C1以及電感L1組成諧振電路。為了覆蓋頻率范圍2.8 GHz到4 GHz（2倍于NB-IoT Band3工作頻段，4倍于Band5和Band8工作頻段），本文采用7-bit電容陣列，如圖2所示。

圖2 低功耗低相位噪聲VCO電路

2.1 電容減敏技術(shù)

如圖3所示，可變電容與C1串聯(lián)后與電感構(gòu)成諧振回路，可以有效減小由于CMOS工藝中電容尺寸過(guò)小產(chǎn)生的失配，這種失配會(huì)影響VCO的增益KVCO，增加VCO的輸出相位噪聲。假設(shè)可變電容的容值為CV，則諧振回路中的電容CT為：

假如可變電容變化，從式（2）可以看出諧振回路的電容變化為：

因此，諧振回路的電容變化相較于可變電容失配的變化沒(méi)有那么大，也可以理解為可變電容容值的變化不敏感。由于現(xiàn)代CMOS工藝中器件的失配與面積成反比，可以選擇大尺寸的可變電容，從而減小VCO輸出相位噪聲。

圖3 電容減敏技術(shù)

2.2 交叉偏置二極管技術(shù)

由于可變電容的電容-電壓曲線(xiàn)對(duì)隨控制電壓的變化不是線(xiàn)性的，所以VCO增益是變化的，會(huì)惡化鎖相環(huán)的相位噪聲。為了提高KVCO的線(xiàn)性度，V1和V2都由兩個(gè)具有不同偏置電壓的可變電容組成，如圖4（a）所示。兩組可變電容管對(duì)分別有Vb1和Vb2提供電壓偏置，控制其線(xiàn)性的工作范圍。

圖4 交叉變?nèi)莨芗夹g(shù)

從圖4（b）可以看出，單個(gè)可變電容線(xiàn)性控制電壓范圍為VR1和VR2。當(dāng)將Vb1和Vb2各向兩邊移動(dòng)VR/2時(shí)，可變電容管對(duì)的線(xiàn)性范圍得以拓寬，其線(xiàn)性工作范圍變?yōu)閂R1+VR2。因此，兩個(gè)可變電容組成的可變電容管對(duì)的線(xiàn)性區(qū)域要比單個(gè)可變電容的線(xiàn)性區(qū)域理論上寬1倍。

2.3 負(fù)反饋電路

如圖2所示，反饋回路由2個(gè)NMOS管和2個(gè)電流源組成，2個(gè)NMOS管為NM3和NM4。

震蕩電路中NM1和NM2的柵極偏置電壓由反饋回路來(lái)決定。當(dāng)主電路由于外來(lái)噪聲使VF點(diǎn)電壓升高時(shí)，NM3和NM4的柵極電壓跟隨升高，于是NM3和NM4的VGS變大，從而導(dǎo)致NM3和NM4的漏極電壓降低。由于NM3和NM4的漏極連接NM1和NM2的柵極，于是NM1和NM2的柵極電壓降低，即NM1和NM2的VGS變小，于是PM1和PM2的電流變小，也就是說(shuō)流經(jīng)電阻R1的電流變小，從而VF的電壓降低。

當(dāng)震蕩電路由于外來(lái)噪聲使VF點(diǎn)電壓降低時(shí)，NM3和NM4的柵極電壓跟隨降低，于是NM3和NM4的VGS變小，從而導(dǎo)致NM3和NM4的漏極電壓升高。由于NM3和NM4的漏極連接NM1和NM2的柵極，因此NM1和NM2的柵極電壓升高，即NM1和NM2的VGS變大，于是PM1和PM2的電流變大。也就是說(shuō)，流經(jīng)電阻R1的電流變大，從而VF的電壓升高。

由以上分析可知，反饋回路與震蕩電路組成的負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)使VF的電壓保持恒定，對(duì)其他外來(lái)干擾（如NM1和NM2的噪聲）不敏感，從而降低壓控振蕩器的相位噪聲。

3 測(cè)試結(jié)果分析

本文提出NB-IoT VCO電路通過(guò)40 nm 1P6M CMOS工藝進(jìn)行物理驗(yàn)證，VCO面積為0.1 mm2，芯片的顯微照片如圖5所示。

圖5 芯片微照片

測(cè)量的鎖相環(huán)的相位噪聲如圖6所示，VCO震蕩在3.49 GHz，在偏離3.49 GHz的100 kHz、150 kHz、300 kHz、500 kHz和 2.5 MHz的 相 位噪聲的測(cè)量值依次為-92 dBc/Hz、-91 dBc/Hz、-100 dBc/Hz、-110 dBc/Hz和 -125 dBc/Hz。

圖7為使用此鎖相環(huán)發(fā)射N(xiāo)B-IoT調(diào)制信號(hào)時(shí)測(cè)量的EVM、ACPR和MASK圖。由圖7（a）可以看出測(cè)量的EVM為7.8%。由圖7（b）可以看出測(cè)量得到的Lower ACPR和Upper ACPR分別為-39.2 dBc和-38.6 dBC。圖7（c）中下邊的線(xiàn)為顯示測(cè)量到的SEM，上邊的線(xiàn)為3GPP中標(biāo)準(zhǔn)對(duì)SEM的要求，因此看出SEM滿(mǎn)足3GPP標(biāo)準(zhǔn)要求。

以上測(cè)試結(jié)果表明，本文提出的VCO電路具有實(shí)用性和有效性。

圖6 測(cè)量的VCO相位噪聲

4 結(jié) 語(yǔ)

本文采用40 nm 1P6M CMOS工藝，研究與設(shè)計(jì)了一款應(yīng)用于NB-IoT芯片的VCO電路。測(cè)試結(jié)果顯示，VCO所需功耗為1.2 mW；當(dāng)VCO震蕩在3.49 GHz，在偏離 3.49 GHz的 100 kHz、150 kHz、300 kHz、500 kHz和2.5 MHz的相位噪聲的測(cè)量值依 次 為 -92 dBc/Hz、-91 dBc/Hz、-100 dBc/Hz、-110 dBc/Hz和-125 dBc/Hz。采用此壓控振蕩器的NB-IoT發(fā)射機(jī)輸出矢量幅度誤差（EVM）為7.8%，頻譜模板（MASK）和臨近信道抑制比（ACPR）均滿(mǎn)足3GPP要求?？梢?jiàn)，測(cè)試結(jié)果證明了所提出壓控振蕩器電路的有效性和實(shí)用性。

圖7 測(cè)量的發(fā)射機(jī)調(diào)制性能