劉夢軒, 范棟琦, 金 成

(1.東南大學, 江蘇 南京 210096;2.國網華東電力調控分中心, 上海 200120)

0 引 言

傳統電力變壓器作為電力系統的基本設備,具有結構簡單、可靠性高等特點。然而,隨著電網系統的不斷發(fā)展,傳統電力變壓器設備體積大、易產生諧波問題、電能質量無法保證等缺陷日益凸顯。近年來,由于電力電子技術尤其是電力電子器件技術的高速發(fā)展,電力電子變壓器(Power Electronic Transformer,PET)作為一種新型的電力變壓器受到越來越多國內外學者的關注和重視[1-2]。PET不僅兼具傳統變壓器隔離、變換電壓、傳遞能量等功能,還可實現對潮流的控制以及電能質量的治理,其應用領域十分廣闊[3]。

隨著電網中設備裝置種類、數量的不斷增加,電能質量問題日益嚴重。因此,使用控制特性優(yōu)良、輸出電流質量較高的變換器顯得尤為重要。在PET拓撲結構中,其變換器主要有交流-直流-交流(AC/DC/AC)變換器和交流-交流(AC/AC)變換器兩種。目前,兩種變換器結構在PET拓撲中均有研究。文獻[4]采用AC/DC/AC變換器的技術方案,提出了一種模糊自適應控制策略,但是其應用于中高壓、大功率場合,其輸入側多采用H橋級聯結構或模塊化多電平變換器,使得電容電壓平衡控制十分復雜。同時,隔離環(huán)節(jié)需要多個DC/DC變換器以及中(高)頻變壓器,對PET的功率密度不利。另一方面,文獻[5]采用改進型的AC/AC/AC變換器,結構過于復雜,使用元器件過多,且只能在高頻環(huán)境下保持良好工作特性,不適用于低頻工況。文獻[6]采用AC/AC變換器的技術方案,但受制于變換器中功率開關器件的耐壓值,使其不適用于高壓大容量的場合,限制了應用范圍。

基于上述問題,本文提出了一種基于模塊化多電平變換器(Modular Multilevel Converter,MMC)的混合型電力電子變壓器及其控制方法,PET中MMC變換器采用基于模塊化多電平結構的直接AC/AC變換器,沒有中間直流環(huán)節(jié),結構緊湊、靈活,且能夠應用于高壓大功率場合?；究刂撇呗灾胁捎秒妷弘娏麟p環(huán)控制,其中電壓外環(huán)采用PR控制器,相比PI控制器其控制環(huán)的結構更為簡潔,降低了系統的計算量;電流內環(huán)采用P控制器,能夠使系統獲得較好的動態(tài)響應性能?？刂破髦羞€加入了低頻控制環(huán)節(jié),使得裝置能夠在輸出低頻工況下正常運行,克服了傳統控制方法的裝置在低頻工況下無法正常運行的缺陷。當電網發(fā)生電壓跌落或驟升等故障時,可以利用本文提出的電壓補償控制進行電壓補償,提高電網電能質量。仿真驗證了本文所提混合型電力電子變壓器及其控制方法的可行性與有效性。

1 基于MMC的混合型PET拓撲及工作原理

基于MMC的混合型PET拓撲結構圖如圖1所示,主要包括PET和MMC。PET一次側繞組與電網連接,二次側繞組采用星型連接,連接MMC輸入端,MMC輸出端通過LC濾波器后連接隔離變壓器,隔離變壓器一端與二次側繞組相連,另一端連接負載。MMC拓撲結構如圖2所示。

2 混合型電力電子變壓器的MMC控制策略研究

對于混合電力電子變壓器的MMC而言,需要采取合理的控制策略以保證其正常運行,主要體現在對MMC的控制?；诨旌闲碗娏﹄娮幼儔浩鞯目刂品椒ò∕MC基本控制以及電壓補償控制,其中基本控制中包含電容總電壓平衡控制、橋臂間電容電壓均衡控制、低頻紋波抑制和子模塊電容電壓均衡控制策略。

2.1 MMC基本控制策略

MMC基本控制框圖如圖3所示,基本控制包括電壓外環(huán)控制和電流內環(huán)控制,控制策略具體如下:橋臂間電容電壓控制部分輸出量與變換器的輸出電流iL相加,再將結果的1/2作為電流指令信號。隨后與電容總電壓平衡控制的輸出信號相加,最終分別得到上、下橋臂對應電流參考信號i1ref、i2ref,作為電流內環(huán)控制器的輸入。參考信號分別與上、下橋臂電流i1、i2做差比較之后,經過比例控制器P,得到電流內環(huán)控制器的輸出信號d1ref、d2ref,再與對應橋臂的PWM靜態(tài)占空比D1、D2相加之后得到對應橋臂的公共占空比信號d1、d2。在實際中,由于所用開關器件制造工藝等原因,子模塊參數不可能完全相同。只通過上述控制無法實現電容電壓的平衡,因此需要加入子模塊電容電壓均衡控制。經過子模塊電容電壓均衡控制后輸出控制信號d1j、d2j(j=1,…,N),經過載波移相PWM調制,控制開關器件的通斷,從而實現對電力電子變壓器的控制[7-8]。

MMC電壓外環(huán)控制采用多重控制方法。

(1) 電容總電壓平衡控制。電容總電壓平衡控制通過控制輸入到變換器的總有功功率,以實現變換器橋臂中所有子模塊的電容總電壓平衡控制。

電容總電壓平衡控制框圖如圖4所示?？刂撇呗跃唧w如下:采集MMC內兩組橋臂H橋子模塊內直流側儲能電容的電壓uxy(x=1,2;y=1,…,N;N=2n),分別計算其平均值uxav(x=1,2)。其中,平均值uxav(x=1,2)為

(1)

式中:u1av、u2av——電容總電壓平衡控制和橋臂間電容電壓控制的輸入參數。

對u1av,u2av取平均值得到電容總電壓平均值uav。將電容電壓參考值udref與電容總電壓平均值uav相減,所得結果經過低通濾波器濾除電壓中的諧波成分;然后經過PI調節(jié)器得到所需有功功率指令值Pref,將其通過變換得到電流指令信號Iref,并與輸入電壓ui鎖相或單位化的信號cosωt相乘,得到電容總電壓平衡控制的輸出信號iref。其中,電流指令信號Iref為

(2)

式中:Uim——輸入電壓最大值。

(2) 橋臂間電容電壓均衡控制與低頻紋波抑制。橋臂間電容電壓控制通過調整橋臂之間的有功功率分配,以實現每一組上、下橋臂中子模塊的電容電壓均衡控制。橋臂間電容電壓控制框圖如圖5所示。

其控制策略具體如下:對平均值u1av、u2av做差后取平均值,再將結果經過低通濾波器濾波,低通濾波器保留輸出的二倍頻紋波電壓,輸出經過PR控制器與PI控制器形成的復合控制器,得到有上、下橋臂有功功率指令值ΔPref。

當裝置工作在輸出低頻工況下,電容電壓紋波中以二倍頻分量為主,輸出頻率越低,則電容電壓波動越劇烈,使得裝置難以正常運行,因此需要對裝置進行低頻控制;在橋臂間電容電壓均衡控制中,低通濾波器保留輸出的二倍頻紋波電壓,并與直流分量共同參與反饋控制;然后經過PR控制器與PI控制器形成的復合控制器,在實現橋臂間電容電壓均衡控制的同時,實現低頻紋波抑制[9]。其中,PR控制器的傳遞函數為

(3)

式中:Kp1、Kr——PR控制器的比例、諧振系數;

ω2——輸出電壓角頻率。

有功功率指令值ΔPref經過變換后得到電流指令信號ΔIref。電流指令信號ΔIref與單位幅值方波相乘后得到橋臂間電容電壓控制的輸出信號Δiref。其中,電流指令信號ΔIref為

(4)

式中:Uinvo——變換器輸出電壓的幅值。

(3) 子模塊電容電壓均衡控制。子模塊電容電壓均衡控制通過調整每個橋臂內子模塊的輸出電壓,以實現每個橋臂內子模塊的電容電壓均衡控制。

對于子模塊電容電壓均衡控制,由于兩組橋臂的拓撲結構完全相同,以第一組橋臂為例進行說明,其內部子模塊電容電壓控制框圖如圖6所示。

其控制策略具體如下:第一組橋臂中所有子模塊中直流電容電壓平均值u1av與第j個子模塊中直流電容的電壓u1j相減,經過低通濾波器之后,再經過PI調節(jié)器得到有功功率微調量ΔP1jref。有功功率微調量ΔP1jref經過變換,與單位化后的橋臂電流相乘,得到電壓修正量,電壓修正量經過變換最終得到占空比信號修正量Δd1j。占空比信號修正量Δd1j與公共占空比信號d1相加后得到各子模塊最終的控制信號d1j。

2.2 電壓補償控制策略

當電網電壓發(fā)生故障時,可以利用本文提出的混合型電力電子變壓器中的電壓補償控制進行電壓補償,以提高電網電能質量。

電壓補償控制主要包括電壓檢測及補償電壓計算和電壓/電流雙環(huán)控制。當發(fā)生電壓跌落故障時,將三相電壓由三相靜止坐標系轉換到兩相旋轉坐標系后分離出直流分量。由于常規(guī)的低通濾波器或在一個移動窗內求平均值的方法都難以保證實時性。為消除時延,可以采用對電壓值求導的方法瞬時分離出直流分量。利用已分離出的直流分量計算補償電壓幅值以及相位角,再與電網正序基波電壓有效值及相位角相比較,得到補償電壓。利用補償電壓作為參考值,通過電壓/電流雙環(huán)控制得到控制信號。雙環(huán)控制中電壓環(huán)采用PR控制器,在簡化控制環(huán)結構的同時,可以實現輸出的補償電壓無靜差跟蹤參考值;電流環(huán)采用P控制器,著重完成加快動態(tài)響應速度的目標。將電壓/電流雙環(huán)控制得到控制信號與前述基礎控制信號結合,通過PWM調制生成功率器件的開關信號,以實現對電壓跌落故障的治理。

基于MMC的混合型電力電子變壓器的電壓補償控制中,電壓檢測及補償電壓計算原理框圖如圖7所示。

將電網電壓ua,b,c經過鎖相環(huán)得到相角ωt用于abc/dq0變換,電網電壓ua,b,c通過abc/dq0變換得到dq0坐標軸下的分量ud、uq。隨后通過分別對ud、uq求導后分離出直流分量Ud、Uq。具體過程為

(5)

式中:ω——電網角頻率;

k——電網電壓諧波次數且k=4,7,10…;

u′d、u′q——ud、uq的導數。

分離出直流分量后,通過計算可以得到補償電壓幅值Usag以及相位角δ,將其同電網正序基波電壓有效值以及相位角比較后就可以得到需要補償的電壓Δu。其中,所述補償電壓幅值及相角的計算過程為

(6)

3 基于MMC的混合變壓器補償特性仿真分析

3.1 仿真參數的設定

為了驗證本文所提出的混合型電力電子變壓器及其控制策略的有效性,利用MATLAB軟件建立仿真模型,其主要參數如表1所示。

針對本文提出的MMC基本控制策略中的低頻紋波抑制策略以及電壓補償控制策略進行仿真。

3.2 低頻紋波抑制策略仿真分析

直流側電容電壓波形如圖9所示。直流側電容電壓快速上升,并保持穩(wěn)定在400 V左右,略有波動。裝置整體運行過程中,直流側電容電壓保持穩(wěn)定。

選取直流側電壓到達平穩(wěn)后的穩(wěn)定區(qū)域(0.08 s之后),抑制前后直流母線電壓仿真波形如圖10所示。應用本文所述低頻紋波抑制方法后,直流母線電壓低頻二次紋波峰峰值從51.43 V下降到6.35 V,補償效果明顯,低頻二次紋波得到有效抑制,仿真驗證了所述控制方法的有效性。之所以還存在小幅度的低頻二次紋波,是因為需要根據采樣值計算得到輔助電容電壓參考值,因不可避免存在延時帶來誤差,造成低頻二次分量不能完全補償。

表1 仿真模型主要參數

3.3 電壓補償控制策略仿真分析

選取當網側電壓發(fā)生驟升和驟降兩種情況下,混合型電力電子變壓器對電網電壓的電壓恢復情況,其中,網側發(fā)生電壓驟升的情況為網側發(fā)生A相單相接地故障時,A相電壓跌落為0,B、C兩相電壓驟然升高的情況;網側發(fā)生電壓跌落的情況為網側發(fā)生三相故障時,A、B、C三相電壓大幅降低的情況。

(1) 網側電壓驟升時電壓恢復情況。發(fā)生單相接地故障時混合型電力電子變壓器對電網電壓的電壓恢復波形如圖11所示。從上到下依次為電網電壓、變壓器輸出補償電壓及負載電壓。仿真總時長為0.2 s,在0.1 s時電網發(fā)生單相接地故障,導致A相電壓跌落為零,B、C兩相電壓升高。此時,電力電子變壓器通過檢測模塊和控制模塊對該相電壓進行恢復,輸出補償電壓,從而使負載電壓始終維持在穩(wěn)定狀態(tài),仍能安全穩(wěn)定地運行。

(2) 網側電壓跌落時電壓恢復情況。發(fā)生三相故障時多功能混合型電力電子變壓器對電網電壓的電壓恢復波形如圖12所示。從上到下依次為電網電壓、變壓器輸出補償電壓及負載電壓。仿真總時長為0.2 s,在0.1 s時電網發(fā)生三相故障,A、B、C三相電壓大幅跌落。此時,電力電子變壓器通過檢測模塊和控制模塊對該相電壓進行恢復,輸出補償電壓,從而使負載電壓始終維持在穩(wěn)定狀態(tài),仍能安全穩(wěn)定地運行。

從兩種情況下的仿真波形可以看出,系統對電壓補償的動態(tài)性能良好,能夠在較短的時間內對負載電壓進行補償,從而使負載電壓保持穩(wěn)定。仿真結果驗證了所提出多功能混合電力電子變壓器及其控制策略的有效性。

4 結 語

本文提出了一種基于MMC的混合型電力電子變壓器及其控制方法。PET中MMC采用直接AC/AC變換器,沒有中間直流環(huán)節(jié),使得裝置的結構緊湊,電能轉化率較高,體積較小,易于實現模塊化。變壓器拓撲中的MMC基于模塊化多電平結構,使得裝置能夠應用于高壓大功率場合。同時,MMC結構各橋臂支路相對獨立,提高了控制策略的靈活性。所提出的PET基本控制策略中采用電壓/電流雙環(huán)控制,其中電壓外環(huán)可以改善輸出電壓波形,提高輸出精度,控制器采用PR控制器,相比PI控制器其控制環(huán)的結構更為簡潔,降低了系統的計算量;電流內環(huán)采用P控制器,能夠使系統獲得較好的動態(tài)響應性能。并且加入了低頻控制方法,使得裝置能夠在輸出低頻工況下正常運行,克服了傳統控制方法下裝置在低頻工況無法正常運行的缺陷。當電網發(fā)生電壓跌落或驟升等故障時,可以利用本文提出的電壓補償控制進行電壓補償,使負載電壓保持穩(wěn)定,提高電網電能質量。最后通過仿真驗證了本文所提混合型電力電子變壓器及其控制方法的可行性與有效性。