李亞明，周 云，韓 威

(1.中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081；2.陸軍北京軍代局駐石家莊地區(qū)軍代室，河北 石家莊 050081)

0 引言

光控相控陣天線是一種基于真時間延遲的相控陣天線，可實現(xiàn)大瞬時帶寬和波束無偏斜，能夠有效解決相控陣體積功耗等問題，為機載或星載等用于各種空中移動平臺的陣列天線提供了一種可行的途徑[1-2]。

目前，光控相控陣天線系統(tǒng)中多采用光纖延遲線[3-4]和色散延遲光纖[5-6]。然而，隨著雷達工作頻率的增加[7]，所需要的延遲分辨率越來越高，基于光纖物理長度的延遲技術需要進一步減小最短光纖的長度[8]，從而對光纖切割精度的要求更為苛刻[9-10]；為了實現(xiàn)高延遲分辨率，基于色散機制的延遲技術通常需要大范圍、快速連續(xù)可調(diào)激光器和外置的溫度、應力等調(diào)諧控制裝置，這將大大增加光實時延遲系統(tǒng)的復雜程度和成本[11-13]。

隨著基于CMOS工藝的硅基光子學的發(fā)展，片上集成器件性能不斷提高[14-15]，基于光子諧振環(huán)的單片集成波束合成網(wǎng)絡受到越來越多的關注[16-17]。由于光子諧振環(huán)是一種諧振結構，工作帶寬在一定程度上受到限制[18]，因此，為了實現(xiàn)滿足微波帶寬需要的波束合成網(wǎng)絡光鏈路，需要針對調(diào)制方式進行合理設計[19-20]。本文對比了雙邊帶調(diào)制加單邊帶濾波，以及單邊帶調(diào)制和載波載入，提出了適用于大孔徑的基于微環(huán)周期特性的非載波載入波束合成網(wǎng)絡。

1 波束合成網(wǎng)絡光子鏈路原理

單片集成的用于光控相控陣天線的波束合成網(wǎng)路光鏈路原理如圖1所示。

圖1 共口徑天線結構組成示意

天線接收的RF信號被調(diào)制到由片上激光器發(fā)射的連續(xù)光載波上，經(jīng)過波束合成網(wǎng)絡實現(xiàn)真時間延遲，最后各路天線單元信號經(jīng)過探測器相干合成，實現(xiàn)RF輸出。由于直接調(diào)制存在固有弛豫頻率(RF頻率受限)和啁啾現(xiàn)象(RF帶寬受限)，對于高載波頻率，一般采用外調(diào)制方式。

假設xin(t)為入射RF信號，yin(t)為調(diào)制光載波輸出，yout(t)為經(jīng)過分配網(wǎng)絡后的輸出同步調(diào)制光載波，xout(t)為經(jīng)過探測器光電轉換后的RF輸出。對于理想情況，RF輸出等于輸入，但是實際的光系統(tǒng)鏈路具有損耗、非線性和色散等特性，影響光載波的傳輸，進而導致RF信號的失真，減小信噪比。分析圖1所示射頻光子鏈路的雙邊帶調(diào)制特性，假設輸入光載波為Ein(t)=cos(ωct)，輸入到調(diào)制器的RF信號為xin(t)=cos(ωRFt)，經(jīng)過射頻信號調(diào)制后，調(diào)制器輸出RoF為：

(1)

式中，VD為調(diào)制器的直流偏置電壓；VRF為射頻信號的電壓振幅；Vπ為調(diào)制器的半波調(diào)制電壓。令πVD/Vπ=θD，πVRF/Vπ=q，并對上述函數(shù)用貝塞爾函數(shù)級數(shù)展開：

yin=J0qcosθD+1cosωct-

J0qsinθDsinωct+

J1qcosθDsinωc-ωRFt+

J1qsinθDcosωc-ωRFt。

(2)

式中，Jn(n是整數(shù))為第一類n階貝塞爾函數(shù)。由式(2)可以看出：① 調(diào)制器輸出(OBFN輸入)光載波調(diào)制信號，包含載波頻率、載波和RF差頻、和頻信號以及更高階邊帶信號。對于更高階邊帶，貝塞爾函數(shù)迅速減小(J0(0.2π)=0.903 7，J1(0.2π)=0.298 9，J2(0.2π)=0.047 7，J3(0.2π)=0.005)，因此可以忽略不計；② 在光電轉化中的直接探測中需要將光載波與第一直接邊帶進行拍頻，因此直流偏置決定的θD不能等于π，否則載波將被抑制，這是調(diào)制器中的載波抑制調(diào)制；③ 通過控制直流偏置和調(diào)制器2個調(diào)制臂的RF信號相位差，可以實現(xiàn)單邊帶和雙邊帶調(diào)制。

當調(diào)制器調(diào)制臂相位差θ=π，θD=π/2時，調(diào)制器的輸出信號式(1)簡化為：

yin=J0qcosωct-sinωct+

J1qsinθDcosωc-ωRFt+

J1qsinωc+ωRFt。

(3)

在直接探測情況下，當光傳輸?shù)讲▽Ъ商綔y器時，2個邊帶信號分別同光載波拍頻恢復射頻信號。但是由于波導的色散效應，不同的光載波具有不同的有效折射率，因此光載波和2個邊帶信號分別有不同的相位延遲φ0，φ1，φ2，在探測器輸出端，對于RF信號，其正比于cos2(φ1/2-φ2/2)，當相位差等于π時，RF輸出將被抑制為零，邊帶與載波的拍頻信號分別抵消，RoF鏈路的色散致RF衰退。因此在RoF鏈路中，為了保持RF輸出的穩(wěn)定，需要在探測之前濾掉一個邊帶，即單邊帶調(diào)制，但是同時要在探測器入射端保持相當?shù)妮d波功率，以拍頻出RF信號。雙邊帶調(diào)制頻譜示意圖如圖2所示。

圖2 雙邊帶調(diào)制頻譜示意

另外，對于雙邊帶調(diào)制，在OBFN網(wǎng)絡中為了保持各個頻率的信號，需要2fmax的帶寬，如圖2所示。對于fRF=15 GHz，直徑1 m，Δf=2 GHz的線性陣列Ku天線，OBFN所要的帶寬將高達32 GHz，對于最大正負60°掃描角，首尾兩側通道的延遲單元數(shù)將高達上百個，控制復雜。因此，可考慮采用單邊帶調(diào)制，單邊帶調(diào)制可以在電光轉換時，即控制調(diào)制器的RF信號和直流偏置電壓實現(xiàn)，也可通過采用基于微環(huán)的可調(diào)濾波器實現(xiàn)。

2 單邊帶調(diào)制和載波抑制

對于圖1中的雙邊帶調(diào)制，當調(diào)制器的上下2個調(diào)制臂RF信號延遲相位差θ=π/2，偏置電壓差等于半波電壓一半或θD=π/2時，式(1)簡化為：

yin=J0qcosωct-sinωct+

J1qsinθDcosωc-ωRFt。

(4)

單邊帶調(diào)制頻譜如圖3所示，可以看出，右側高階邊帶被抑制，在直接探測時，僅有左側邊帶與光載波拍頻出RF信號。同時雖然OBFN所需的帶寬減小一半，但是仍然高達16 GHz，單通道需要的延遲單元仍然難以接受。

圖3 單邊帶調(diào)制頻譜示意

3 單邊帶濾波和載波再入

除了在電光調(diào)制器時進行單邊帶調(diào)制外，還可以通過設置基于非對稱MZI微環(huán)級聯(lián)濾波器過濾掉兩側的某一邊帶及光載波。濾波器示意圖如圖4所示。

圖4 非對稱MZI微環(huán)級聯(lián)濾波器示意

在濾波中，邊帶和載波應該抑制到25 dB以下，避免邊帶之間的干擾。為了提高系統(tǒng)集成度以及可靠性，在選取濾波器過程中應該選擇結構相似的濾波器，保持工藝上的一致性。圖4的結構與OBFN中的光子諧振環(huán)結構相似，在非對稱MZI調(diào)制器的短臂上增加一個微環(huán)，微環(huán)有附加相位φr，在MZI長臂上有調(diào)制相位φM，MZI調(diào)制臂長度相差ΔL。該調(diào)制臂耦合系數(shù)可調(diào)，共有5個相位調(diào)節(jié)單元。微環(huán)的周延遲τr應該等于MZI延遲差τm=ΔLneff/c0的2倍。該濾波器通帶內(nèi)平坦，截止帶寬，過度陡峭，相位響應可忽略，不會顯著引起信號相位扭曲。根據(jù)微環(huán)延遲時間可調(diào)延遲單元的傳輸矩陣，濾波器的功率傳輸函數(shù)可表示為：

(5)

微環(huán)是無耗結構，濾波器帶寬和帶外抑制的制約關系如圖5所示。

圖5 濾波器帶寬和帶外抑制比關系

圖5可以看出，非對稱MZI微環(huán)級聯(lián)濾波器的帶寬和帶外抑制比相互制約，通帶和阻帶交替。對于頻率為11.7 GHz、帶寬為1 GHz的RF信號(邊帶信號同為1 GHz)，可以設置濾波器帶寬為6.7 GHz，耦合系數(shù)為0.78，抑制帶內(nèi)波紋峰值等于-25 dB。調(diào)制載波中除第一低頻邊帶外，包括載波和第一高頻邊帶均位于濾波器的阻帶內(nèi)。這種載波單邊帶抑制有利于進一步減小OBFN的群延遲響應帶寬需求。此時帶寬僅為射頻信號帶寬1 GHz遠小于單邊帶調(diào)制時的12.5 GHz和雙邊帶調(diào)制時的25 GHz，簡化延遲單元至可接受范圍。但是在單端探測器進行光電轉換時，由于載波抑制，需要把載波重新插入到探測器接收端，RoF鏈路如圖6所示。

圖6 單邊帶載波抑制及再入RoF鏈路

4 非載波載入單邊帶調(diào)制

在上述RoF鏈路中，為了拍頻出RF信號，需要重新載入光載波(未調(diào)制)，光載波需要與經(jīng)過OBFN延遲的鏈路保持相干，因此對激光器的線寬提出了比較嚴苛的要求，尤其是當線陣天線的口徑比較大時，需要比較長的延遲響應，會導致兩路光載波退相干，導致信號丟失。因此這種單邊帶載波抑制結構會因為激光器的線寬限制天線的口徑尺寸。相比于在電光調(diào)制器中，通過控制2個調(diào)制臂之間射頻信號的相位差和偏壓差，濾波器需要引入非對稱MZI微環(huán)級聯(lián)濾波器，濾波器中額外增加了5個相位控制單元。另外濾波器的帶寬和帶外抑制都是耦合系數(shù)敏感量，由于制造中容差，會導致耦合系數(shù)偏差，進而影響濾波器性能。

對比以上2個調(diào)制器調(diào)制方式以及其需要的OBFN帶寬需求，本文提出了一種新型的光鏈路結構。首先為了減小OBFN中微環(huán)延遲量的負擔以及有效折射率的色散效應，應該避免雙邊帶調(diào)制；為了避免相干探測以及相干探測時激光器對天線口徑的限制，同時減小芯片中的控制單元數(shù)和提高可靠性，單邊帶調(diào)制避免采用濾波器，而是通過控制MZI調(diào)制器的偏壓差和射頻入射信號的相位差實現(xiàn)。在單邊帶調(diào)制中，由于仍然需要OBFN滿足高達RF信號頻率的帶寬需求，因此對OBFN中的微環(huán)延遲響應配置，如圖7所示。

圖7 單邊帶調(diào)制雙周期頻譜示意

使得光載波和低頻第一邊帶分別位于微環(huán)延遲線中不同延遲周期中，由于群延遲響應差，光載波和邊帶頻率會有一定的延遲差，但是足夠保持天線口徑尺寸中的相干特性，實現(xiàn)真正的電光直調(diào)和光電直測。此結構中，由于需要使邊帶和載波處在不同的周期，因此頻率的可擴展性變差，對于較小的RF輸入，需要較小的FSR，而FSR反比于微環(huán)周延遲或微環(huán)周長，也就是要求微環(huán)周長較大，一定程度會降低芯片的集成度。在芯片設計中，出于控制簡單可靠的思路，優(yōu)先采用調(diào)制器單邊帶強度直接調(diào)制，雙周期群延遲響應直接探測RoF鏈路。

針對雙周期真時延的仿真，其仿真結果如圖8所示。

圖8 雙周期真時延仿真

為了實現(xiàn)寬帶和較大延遲時間，圖8中每一路延遲采用2個諧振環(huán)。為了實現(xiàn)3 GHz帶寬，2個諧振環(huán)諧振頻率相差約2 GHz。帶內(nèi)平坦，最大可實現(xiàn)100 ps的延遲時間。為了實現(xiàn)較小的FSR，微環(huán)半徑約0 mm(波導基模有效折射率為2.92)。諧振環(huán)延遲網(wǎng)絡的2個周期相隔約30 GHz，因此，對于30 GHz的射頻信號，載波和信號分置在諧振環(huán)的2個頻率不同但是延遲響應相等的通帶內(nèi)，實現(xiàn)了雙周期大帶寬的真時延架構。同時需要再次指出的是，為了獲得較小的FSR，需要較大諧振環(huán)直徑，不利于高密度集成。

5 結束語

在分析了用于光控相控陣天線的波束合成網(wǎng)絡光鏈路的基礎上，針對雙邊帶調(diào)制、單邊調(diào)制、單邊帶濾波和載波載入結構進行了分析。雙邊帶調(diào)制和單邊帶調(diào)制均需要遠大于RF帶寬的光帶寬要求，顯著增加了波束合成網(wǎng)絡的復雜度。單邊帶濾波和載波載入技術，雖然能夠實現(xiàn)波束合成網(wǎng)路的最優(yōu)化鏈路結構，但是，一方面增加了5個用于濾波的參量控制，同時由于載波載入，天線孔徑會受到激光相干時間的限制。本文最后提出的非載波載入單邊帶調(diào)制，充分利用了諧振環(huán)的周期結構，避免了濾波器的引入，同時由于光載波和邊帶在同一延遲結構內(nèi)，因此適用于任何口徑的陣列天線。