陳國(guó)平 王紅 程秋菊

摘要：該文為改善3種傳統(tǒng)鎖相檢測(cè)法相位差不可控的缺點(diǎn)，通過(guò)對(duì)互相關(guān)鎖相檢測(cè)原理的改進(jìn)，提出一種新型數(shù)字移相鎖相檢測(cè)法。在核電環(huán)境長(zhǎng)距離傳輸條件下，結(jié)合對(duì)模擬前端電路的相位誤差分析，該檢測(cè)法將兩路具有頻率固定延時(shí)的數(shù)字移相信號(hào)代替兩路正相關(guān)模擬信號(hào)，對(duì)強(qiáng)噪聲中的微弱信號(hào)進(jìn)行相敏檢測(cè)，根據(jù)相關(guān)函數(shù)的差異性利用低通濾波器實(shí)現(xiàn)有用信號(hào)信息的提取。在核電廠區(qū)90dB的強(qiáng)噪聲環(huán)境中，對(duì)揚(yáng)聲器進(jìn)行故障試驗(yàn)測(cè)試。結(jié)果表明：該數(shù)字移相鎖相檢測(cè)法可穩(wěn)定檢測(cè)的最低信噪比為-40dB，最大檢測(cè)誤差為2.1%，可有效克服前端模擬移相誤差不可控的缺點(diǎn)，完成揚(yáng)聲器工作狀態(tài)的檢測(cè)。

關(guān)鍵詞：數(shù)字鎖相;相位誤差;故障診斷;核電環(huán)境

中圖分類號(hào)：TM93 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A 文章編號(hào)：1674-5124（2019）06-0001-05

收稿日期：2018-06-10;收到修改稿日期：2018-07-12

基金項(xiàng)目：重慶市教委自然科學(xué)基金（KJ130507）

作者簡(jiǎn)介：陳國(guó)平（1976-），男，重慶市人，教授，研究方向?yàn)楹撩撞ń鼒?chǎng)成像、嵌人式系統(tǒng)和高性能FPGA并行計(jì)算。

0 引言

在核電產(chǎn)業(yè)中，廠房里安裝的廣播揚(yáng)聲器警報(bào)系統(tǒng)長(zhǎng)期處于強(qiáng)噪聲高溫度的環(huán)境。針對(duì)揚(yáng)聲器聲響工作狀態(tài)的監(jiān)測(cè)需求，需研發(fā)一種能主動(dòng)、高效檢測(cè)揚(yáng)聲器工作狀態(tài)的技術(shù)，代替目前的人工巡檢，增強(qiáng)設(shè)備智能化。在強(qiáng)噪聲環(huán)境下，傳統(tǒng)的微弱信號(hào)檢測(cè)方法有3種。

單通道相關(guān)檢測(cè)法[1]最大的缺點(diǎn)是待測(cè)混合信號(hào)需經(jīng)預(yù)處理電路濾除大部分噪聲才能保證檢測(cè)信噪比足夠高，而這將導(dǎo)致待測(cè)信號(hào)的相位產(chǎn)生不可避免的隨機(jī)變化，使參考信號(hào)與待測(cè)信號(hào)進(jìn)行鎖相運(yùn)算后的相位差不完全等于移相電路產(chǎn)生的固定相移，進(jìn)而形成檢測(cè)誤差。正交矢量雙相鎖相檢測(cè)法[2-3]能有效避免模擬移相電路本身引入的相位誤差，相比于單通道相關(guān)檢測(cè)法，能有效提高檢測(cè)精度。但在實(shí)際應(yīng)用中，由于檢測(cè)端信號(hào)處理電路引起的隨機(jī)相移仍不能消除，導(dǎo)致相位檢測(cè)結(jié)果仍存在一定誤差。多級(jí)相關(guān)鎖相檢測(cè)法的隨機(jī)相移誤差則是由運(yùn)放構(gòu)成的三級(jí)信號(hào)放大器帶來(lái)的[4]，電路的復(fù)雜度和成本也會(huì)大大增加。

上述3種微弱信號(hào)檢測(cè)法在處理待測(cè)信號(hào)時(shí)，均忽略不計(jì)模擬前端信號(hào)調(diào)理電路產(chǎn)生的隨機(jī)相移誤差，僅計(jì)算相關(guān)運(yùn)算的相位差[5]，在一般場(chǎng)景和待測(cè)信號(hào)信噪比要求不高的條件下能滿足檢測(cè)要求，但不能滿足核電環(huán)境中廣播揚(yáng)聲器的狀態(tài)檢測(cè)要求。由于揚(yáng)聲器是無(wú)源的，需外施激勵(lì)信號(hào)使其發(fā)聲，通過(guò)檢測(cè)揚(yáng)聲器的聲響信號(hào)判斷其工作狀態(tài)。而激勵(lì)信號(hào)需由功率放大器擴(kuò)大后經(jīng)不定長(zhǎng)度的音頻傳輸線到達(dá)揚(yáng)聲器終端，隨即淹沒(méi)在核電廠房的強(qiáng)環(huán)境噪聲中，這將使得該待測(cè)微弱信號(hào)送入鎖相電路前相位未知且不可控，檢測(cè)結(jié)果存在較大的誤差。因此本文首先模擬長(zhǎng)距離下前端電路產(chǎn)生的相位誤差進(jìn)行分析，提出一種可控相位的新型數(shù)字鎖相檢測(cè)法，進(jìn)行硬件仿真分析和實(shí)際核電環(huán)境下的廣播揚(yáng)聲器狀態(tài)實(shí)物測(cè)試分析。

1 相位誤差分析

設(shè)揚(yáng)聲器激勵(lì)信號(hào)為、（t），經(jīng)過(guò)功率放大器和長(zhǎng)距離音頻線傳輸后會(huì)產(chǎn)生隨機(jī)相移△δ₁，得到激勵(lì)信號(hào)s₁（t）.待測(cè)微弱信號(hào)和噪聲混合信號(hào)經(jīng)過(guò)系統(tǒng)模擬前端電路后會(huì)產(chǎn)生隨機(jī)相移△δ₂，得到待測(cè)混合信號(hào)s₂（t）。本地參考信號(hào)經(jīng)固定移相電路產(chǎn)生相位移動(dòng)φ后得到信號(hào)v_ref（t）。將s₂（t）和v_ref（t）兩路信號(hào)相敏檢波運(yùn)算后由低通濾波器輸出直流量V_out如下式所示：

其中A為待測(cè)信號(hào)幅值，B為參考信號(hào)幅值。實(shí)際應(yīng)用中參考信號(hào)和待測(cè)微弱信號(hào)的相位差為△φ，其中已知兩者初相φ₁、φ₂和移相電路的固定相移φ，而△δ₁和△δ₂是檢測(cè)系統(tǒng)的隨機(jī)相移，即檢測(cè)的相位誤差。圖1是對(duì)揚(yáng)聲器系統(tǒng)產(chǎn)生的隨機(jī)相移進(jìn)行實(shí)物分析結(jié)果圖。

使用1kHz激勵(lì)信號(hào)由功放饋入1km音頻傳輸線至揚(yáng)聲器，圖1中藍(lán)色波形為功放輸入的峰峰值為200mV的正弦波，紅色波形為揚(yáng)聲器終端處收到的峰峰值為3.3 V的正弦波。根據(jù)圖1中△X的測(cè)量信息有：

因此，在實(shí)際應(yīng)用場(chǎng)景中，主動(dòng)激勵(lì)信號(hào)需經(jīng)過(guò)功放和傳輸線才能到達(dá)揚(yáng)聲器，不可避免地產(chǎn)生相移△δ₁，以上測(cè)試驗(yàn)證了功放和傳輸線上隨機(jī)相移的存在。

為了提高信噪比和檢測(cè)精度，傳統(tǒng)的微弱信號(hào)相關(guān)檢測(cè)法都在相敏檢波前對(duì)混合信號(hào)進(jìn)行了必要的窄帶濾波和放大等模擬前端預(yù)處理[6]。圖2即為對(duì)這些模擬電路的測(cè)試結(jié)果，其中藍(lán)色波形為模擬頻率1kHz、峰峰值500mV的待測(cè)信號(hào)，經(jīng)過(guò)預(yù)處理電路后的波形為紅色波形。根據(jù)圖2中△方{測(cè)量信息，相位誤差如下：

故這些模擬電路引入的隨機(jī)相移△δ₂很難避免。

在本文核電領(lǐng)域揚(yáng)聲器狀態(tài)檢測(cè)研究的背景下，由于△δ₁和△δ₂的隨機(jī)性，式（2）中的相位差|△φ|可能為2π內(nèi)的任意值，而當(dāng)|△φ|=π/2時(shí)，V_out=0，此時(shí)則無(wú)法檢測(cè)出揚(yáng)聲器不發(fā)聲的情況。而傳統(tǒng)的3種檢測(cè)法均為理想情況下，忽略系統(tǒng)相移誤差△δ₁和△δ₂，因此不適用于本文的應(yīng)用環(huán)境。

2 移相鎖相檢測(cè)法

2.1 移相鎖相檢測(cè)原理

由前文的分析可知，在核電領(lǐng)域揚(yáng)聲器狀態(tài)檢測(cè)中，需要通過(guò)鎖相檢測(cè)的直流輸出值來(lái)判斷揚(yáng)聲器狀態(tài)，使用傳統(tǒng)的鎖相檢測(cè)法In可能出現(xiàn)檢測(cè)結(jié)果誤判的情況。故本文提出了一種基于互相關(guān)鎖相檢測(cè)原理改進(jìn)的數(shù)字移相鎖相檢測(cè)法，僅利用單片機(jī)即可實(shí)現(xiàn)參考信號(hào)的產(chǎn)生和數(shù)字移相，避免隨機(jī)移相誤差。具體結(jié)構(gòu)單元如圖3所示。

該結(jié)構(gòu)分為激勵(lì)單元、微弱信號(hào)采集單元、前端信號(hào)處理單元和鎖相檢測(cè)單元。激勵(lì)單元由單片機(jī)和功率放大器組成，單片機(jī)產(chǎn)生固定頻率1kHz的正弦激勵(lì)信號(hào)，經(jīng)功率放大器饋送至遠(yuǎn)端揚(yáng)聲器，激勵(lì)信號(hào)隨即被最高聲強(qiáng)90dB的核電廠房環(huán)境噪聲淹沒(méi)，成為系統(tǒng)的待測(cè)微弱信號(hào)，此時(shí)混合信號(hào)的最低信噪比由功放增益決定。前端信號(hào)處理單元包含預(yù)放大電路和窄帶濾波器，混合信號(hào)經(jīng)過(guò)預(yù)放大電路調(diào)理后由中心頻率和激勵(lì)信號(hào)同頻的窄帶濾波器濾除帶外大部分噪聲信號(hào)，得到一路相關(guān)檢測(cè)信號(hào)[8]。鎖相檢測(cè)單元是該檢測(cè)法的核心結(jié)構(gòu)，由單片機(jī)直接產(chǎn)生一個(gè)單極性正弦信號(hào)，該信號(hào)具有和待測(cè)微弱信號(hào)相同的頻率（1kHz），且保持每個(gè)正弦周期的相位比前一周期滯后，即每16個(gè)連續(xù)的正弦周期共滯后2π，再利用電平平移電路將其轉(zhuǎn)換成雙極性信號(hào)作為參考信號(hào)送入模擬乘法器進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，低通濾波器將相關(guān)運(yùn)算結(jié)果中的直流分量濾出即可被ADC模塊采集并利用單片機(jī)對(duì)其進(jìn)行處理分析。

2.2 硬件仿真

窄帶濾波[9]可到達(dá)從背景噪聲中分離有用信號(hào)的目的，因此為了提高鎖相檢測(cè)精度，獲得較低信噪比信號(hào)檢測(cè)性能，本系統(tǒng)加入了1kHz窄帶濾波電路。設(shè)計(jì)目標(biāo)中心頻率為1kHz，且為了便于計(jì)算，取C₁=C₂=10nF，中心頻率由R₁1與R₂的并聯(lián)值及R₃、C共同決定，通帶增益和R₂無(wú)關(guān)。當(dāng)取R₃=2R₁=25kΩ，R₂=1kΩ≤R₁時(shí)，有則有f₀=ω₀/2π=1kHz，中心頻率增益A（ω₀）=-1，品質(zhì)因數(shù)Q=7.9。其頻率響應(yīng)曲線如圖4所示。

從圖4（a）中可以看到該濾波器的中心頻率為1kHz，通帶增益約為0dB，該結(jié)果和上述理論分析相符;由圖4（b）可知，該濾波器的上、下-3dB截止頻率分別為1.0678kHz和941.617Hz，-3dB帶寬126Hz。

相關(guān)運(yùn)算模塊選用模擬乘法器AD633作為鎖相運(yùn)算單元[10-11]，其輸出形式為

將一個(gè)幅度為1V、頻率為1kHz的正弦信號(hào)同時(shí)輸入到X差分輸入端IN_1和Y差分輸入端IN_2，兩者相關(guān)運(yùn)算的相位差為0，可得乘法器輸出波形如圖5所示。當(dāng)調(diào)整輸入信號(hào)的相位差為90°時(shí)，獲得最小直流分量為0，即輸出僅含有倍頻信號(hào)，其仿真輸出波形如圖6所示。

圖5和圖6中的輸出倍頻信號(hào)峰峰值近似為100mV，最大輸出直流分量為50mV，符合式（5）的鎖相電路傳遞函數(shù)，驗(yàn)證了該設(shè)計(jì)的正確性。

在對(duì)低通濾波器[12]進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)，為了得到極低的截止頻率點(diǎn)，最大程度濾除二倍頻和噪聲信號(hào)，設(shè)R₁=R₂=30kΩ，C₁=C₂=0.1μF，則特征頻率f₀=53Hz，通帶增益A（ω₀）=2，品質(zhì)因數(shù)Q=1。其頻率響應(yīng)曲線如圖7所示。從圖中知該低通濾波器通帶截止頻率約53Hz，通帶增益為6dB，-3dB上限截止頻率約95Hz。

3 實(shí)驗(yàn)分析

3.1 信噪比測(cè)試

為了模擬揚(yáng)聲器正常工作時(shí)，不同信噪比的檢測(cè)結(jié)果，保持最大噪聲強(qiáng)度4.2V，不斷改變輸入激勵(lì)信號(hào)強(qiáng)度進(jìn)行測(cè)試。檢測(cè)模塊實(shí)物如圖8所示，揚(yáng)聲器聲響采集結(jié)果如圖9所示。從圖9中觀察可得，-40dB時(shí)波形保持穩(wěn)定，-43dB時(shí)波形有明顯劣化失真。同時(shí)，模塊輸出最大直流值隨著信噪比降低而降低，-43dB時(shí)最大值35與表1中純?cè)肼暀z測(cè)值接近，故最低可穩(wěn)定檢測(cè)信噪比為-40dB。

表1為輸入純?cè)肼?，即無(wú)激勵(lì)信號(hào)測(cè)試時(shí)鎖相檢測(cè)模塊ADC采集的直流信號(hào)最大值，以此模擬揚(yáng)聲器未正常工作的檢測(cè)情況。由表可知，僅噪聲輸入時(shí)輸出采樣最大值隨噪聲強(qiáng)度下降而減小，最大值為30。由圖10可知，由于噪聲信號(hào)和參考信號(hào)不相關(guān)，故鎖相檢測(cè)模塊輸出信號(hào)波形不再是呈正弦的緩變直流值。因此，從實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，無(wú)激勵(lì)信號(hào)時(shí)無(wú)論ADC采樣值繪圖、最大值與存在激勵(lì)信號(hào)時(shí)（-40dB及以上）的檢測(cè)結(jié)果有較大區(qū)別度。

3.2 相移誤差驗(yàn)證

上述測(cè)試標(biāo)定了模擬最大噪聲聲強(qiáng)為90dB條件下，本文研究的數(shù)字移相鎖相檢測(cè)模塊最低可穩(wěn)定檢測(cè)信噪比為-40dB。因此，采用本文方法對(duì)某核電廠區(qū)的揚(yáng)聲器工作狀態(tài)進(jìn)行了實(shí)際測(cè)試，圖11分別為本系統(tǒng)取-13dB應(yīng)用時(shí)，激勵(lì)信號(hào)和最大噪聲同時(shí)存在、無(wú)噪聲信號(hào)輸入和純?cè)肼曅盘?hào)輸入條件下的實(shí)測(cè)結(jié)果。

低通濾波器輸出波形如圖11（a）所示。該正弦變化信號(hào)的每個(gè)周期實(shí)際是由16個(gè)緩變直流點(diǎn)構(gòu)成，每個(gè)鎖相運(yùn)算周期（1ms）獲得一個(gè)直流值，故此信號(hào)周期為16ms，即頻率為62Hz。由于本設(shè)計(jì)中的低通濾波器具有兩倍增益，故由圖中波形信息可知實(shí)際最大直流值約為342.5mV，而理論計(jì)算值為V=AB/20=350mV，最大檢測(cè)誤差僅為2.1%，有效地克服了前端模擬移相誤差不可控的缺點(diǎn)。

在本系統(tǒng)中，為了檢測(cè)揚(yáng)聲器是否正常工作，僅需分析有無(wú)激勵(lì)信號(hào)時(shí)鎖相檢測(cè)的直流輸出情況即可。當(dāng)僅存在環(huán)境噪聲時(shí)，理論上無(wú)直流輸出（如圖11（c）所示）;若鎖相檢測(cè)模塊輸入信號(hào)信噪比足夠高，其輸出最大直流值與理論值的誤差不會(huì)影響揚(yáng)聲器工作狀態(tài)的判斷結(jié)果。對(duì)比圖11（a），圖11（b）可知，實(shí)際應(yīng)用時(shí)強(qiáng)噪聲信號(hào)的干擾會(huì)使鎖相檢測(cè)輸出波形的峰峰值減小，對(duì)應(yīng)最大直流值減小，并產(chǎn)生毛刺。但其正弦波形非常完整，依然能通過(guò)其輸出最大值與預(yù)設(shè)閾值的對(duì)比結(jié)果區(qū)分純?cè)肼曒斎霑r(shí)（模擬揚(yáng)聲器未正常工作狀態(tài)）的檢測(cè)結(jié)果，并具有較高的靈敏度，從而精確穩(wěn)定地判斷揚(yáng)聲器工作狀態(tài)。

4 結(jié)束語(yǔ)

本文所研究的新型數(shù)字移相鎖相檢測(cè)法采用連續(xù)數(shù)字移相參考信號(hào)，使鎖相檢測(cè)過(guò)程最大程度遍歷各個(gè)相位差，避免了隨機(jī)相移導(dǎo)致的應(yīng)用局限，實(shí)現(xiàn)了核電領(lǐng)域環(huán)境中的微弱信號(hào)高精度檢測(cè)。同時(shí)利用主動(dòng)激勵(lì)信號(hào)使揚(yáng)聲器發(fā)聲，通過(guò)檢測(cè)揚(yáng)聲器是否正常發(fā)聲判斷其狀態(tài)情況，應(yīng)用時(shí)不需要完全恢復(fù)待測(cè)激勵(lì)信號(hào)，僅分離和提取激勵(lì)信號(hào)信息從而判斷檢測(cè)結(jié)果，實(shí)現(xiàn)了揚(yáng)聲器工作狀態(tài)的精準(zhǔn)監(jiān)測(cè)。

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（編輯：劉楊）