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基于快速控制電源的IGBT結(jié)溫分析

2019-11-13 00:27宋德勇楊申申
船電技術(shù) 2019年10期
關(guān)鍵詞:上升時(shí)間結(jié)溫紋波

宋德勇,高 格,楊申申

基于快速控制電源的IGBT結(jié)溫分析

宋德勇1,高 格2,楊申申1

(1. 中國船舶科學(xué)研究中心,江蘇無錫 214082;2. 中國科學(xué)院等離子體物理研究所,合肥 230031)

快速控制電源同時(shí)運(yùn)行的IGBT器件數(shù)量多,輸出信號需要快速響應(yīng)不同的給定信號。針對其工作特點(diǎn),通過理論計(jì)算、MATLAB模型及有限元模型仿真,研究了典型工況下IGBT的結(jié)溫分布特點(diǎn),并揭示了該工況下由熱載荷導(dǎo)致的IGBT結(jié)構(gòu)變化,對后續(xù)研究IGBT可靠性提供了依據(jù)。

快速控制電源;IGBT結(jié)溫;有限元

0 引言

EAST裝置為磁約束核聚變托卡馬克裝置,16個(gè)RMP線圈被放置在EAST裝置內(nèi)真空室中來進(jìn)行邊界局域模等相關(guān)研究[1,2]?,F(xiàn)有8套完全相同的RMP線圈電源,每套電源為2個(gè)串聯(lián)的線圈供電[3]。該電源為典型的快速控制電源,響應(yīng)時(shí)間小于0.25 ms。對于1套電源,一共有48個(gè)IGBT模塊,即8套電源共384個(gè)IGBT模塊。在8套電源同時(shí)運(yùn)行時(shí),研究所有IGBT模塊的可靠性顯得尤為重要,在這種特殊的工況下,需要研究電源中IGBT器件的可靠性相關(guān)的參數(shù),而主要工作是分析IGBT的結(jié)溫分布[4]。

1 快速控制電源工作模式

快速控制電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為典型的AC-DC- AC結(jié)構(gòu)[5],AC-DC部分為三相不控整流橋,每個(gè)整流橋?yàn)橐粋€(gè)單獨(dú)的DC-AC部分的H橋提供母線電壓,逆變部分主體為H橋兩串三并結(jié)構(gòu)。對于每一個(gè)H橋,左右橋臂分別由4個(gè)IGBT半橋模塊并聯(lián),IGBT的開關(guān)頻率為10 kHz,通過載波移相,等效開關(guān)頻率達(dá)到120 kHz[6]。

電源的具體輸出參數(shù)如表1所示,額定輸出值為4000 A/450 V,延遲時(shí)間為從給定信號發(fā)出到輸出值上升到額定值的50%時(shí)的時(shí)間。電源的主要運(yùn)行工況為脈沖電流和正弦電流,脈沖電流工況下,脈寬、幅值及上升時(shí)間均會發(fā)生變化,正弦工況下,周期及幅值均會發(fā)生變化。

表1 快速控制電源輸出參數(shù)

IGBT作為電源中的主要電力電子器件,其失效原因較多,其中熱疲勞最為常見,而高溫導(dǎo)致的失效在所有電子設(shè)備失效中所占的比例大于50%[7],故需要重點(diǎn)分析IGBT的結(jié)溫特點(diǎn)。在目前對IGBT可靠性的研究中,主要的壽命預(yù)測公式均提到結(jié)溫平均值和結(jié)溫紋波對壽命的影響[8],基于本電源的快速響應(yīng)特點(diǎn),主要考慮結(jié)溫紋波的影響。

2 IGBT結(jié)溫分析

2.1 理論計(jì)算

根據(jù)該型號IGBT數(shù)據(jù)手冊,額定輸出電流I=4000 A,母線電壓U=340 V,開關(guān)頻率f=10 kHz,負(fù)載直流阻抗R=32 mΩ,假定并聯(lián)的IGBT之間不均流度=6%,并聯(lián)支路不均流度=5%,計(jì)算方法[9][10]如式(1)-(8)所示:

上述公式中,I為單個(gè)IGBT的電流,為IGBT占空比,PP為IGBT的開關(guān)損耗和通態(tài)損耗,分別為245.65 W和351.14 W,PP為二極管的開關(guān)損耗和反向恢復(fù)損耗,分別為64.59 W和228.17 W,?T?T分別為IGBT和二極管的結(jié)溫溫升,結(jié)果為70.42 K和58.55 K。

上述計(jì)算可以看出IGBT和二極管結(jié)溫溫升平均值主要取決于輸入電流值、工作電壓、開關(guān)頻率以及電流的占空比,輸入電流、工作電壓越大,則IGBT和二極管的工作條件越苛刻,其結(jié)溫溫升會越高;開關(guān)頻率越高,說明電子器件動(dòng)作越頻繁,開關(guān)損耗會越高,導(dǎo)致IGBT和二極管的結(jié)溫溫升越高;占空比越大,說明IGBT每個(gè)電流周期內(nèi)工作時(shí)間越長,其結(jié)溫溫升也會越高,同時(shí)二極管結(jié)溫溫升越低。

2.2 MATLAB模型仿真

2.2.1 單脈沖工況

如圖1所示,由熱阻抗等效圖,可將IGBT的熱阻模型等效為電路模型[11],在MATLAB中搭建電路進(jìn)行仿真,熱阻抗參數(shù)如表2所示。

圖1 IGBT模塊熱阻抗等效圖

表2 IGBT模塊熱阻抗參數(shù)

如圖2所示,輸出直流4000 A電流時(shí),IGBT管芯最高溫升為70.16 K,二極管管芯最高溫升為58.68 K,變化趨勢均與瞬態(tài)阻抗曲線一致,仿真結(jié)果也與理論計(jì)算一致。為了考察IGBT模塊瞬態(tài)情況下的承受電流能力,只需分析IGBT的溫升即可。

2.2.2 多周期脈沖工況

IGBT結(jié)溫的上升是由于工作時(shí)的功率損耗引起的[12],幅值為P的矩形單脈沖或間隔時(shí)間足夠長的連續(xù)脈沖作用于IGBT芯片時(shí),所引起的IGBT結(jié)溫T自初始溫度T的變化如圖3所示。

結(jié)溫經(jīng)過足夠長的時(shí)間能回到初始溫度,但是,當(dāng)IGBT處在連續(xù)導(dǎo)通一串脈沖的PWM工作方式下,且連續(xù)脈沖的間隔時(shí)間不足以使結(jié)溫恢復(fù)到初始值,此時(shí)IGBT結(jié)溫在連續(xù)脈沖的反復(fù)作用下累積疊加上升,在經(jīng)過一個(gè)逐步上升的過程后,結(jié)溫圍繞著一個(gè)恒定的平均溫度T做近似等幅波動(dòng),此時(shí)熱量的產(chǎn)生與散失達(dá)到了動(dòng)態(tài)平衡[13]。

圖2 IGBT模塊結(jié)溫溫升曲線

圖3 結(jié)溫疊加上升過程

假定此脈沖功率周期為0,每個(gè)周期內(nèi)脈沖作用時(shí)間為tp,無脈沖時(shí)間為t,將初始?xì)?作為零刻度,脈沖功率不作用期間結(jié)溫只是零輸入響應(yīng),脈沖功率作用期間結(jié)溫是一個(gè)零輸入響應(yīng)和一個(gè)零狀態(tài)響應(yīng)相加的全響應(yīng)[14]。

根據(jù)IGBT的熱阻熱容等效為電路中的電阻電容,將脈沖功率作為一個(gè)電流源激勵(lì),結(jié)溫在受到功率脈沖周期作用后的變化[15]如下:

第一個(gè)脈沖周期結(jié)束后結(jié)溫:

以此類推,第n個(gè)脈沖周期結(jié)束后結(jié)溫:

當(dāng)n→∞,結(jié)溫進(jìn)入穩(wěn)定的等幅波動(dòng)狀態(tài),遞推可得,第n個(gè)脈沖周期結(jié)束后結(jié)溫:

在任意一個(gè)周期內(nèi)的結(jié)溫:

結(jié)溫最小值、最大值、紋波:

由圖4可以看出,脈沖功率值恒定時(shí),IGBT結(jié)溫紋波與輸入電流周期及占空比都有關(guān)。

輸入電流周期固定時(shí),占空比在從0增大到1的過程中,結(jié)溫紋波初始階段增大,進(jìn)入一段時(shí)間的平頂部分然后又逐漸減小,整體呈對稱變化趨勢,同時(shí)輸入電流周期越小,其結(jié)溫紋波的絕對最大值也越小,且結(jié)溫紋波到達(dá)最大值的時(shí)間越長,具體二維曲線如圖5所示。

占空比固定時(shí),輸入電流周期越大即頻率越低時(shí),結(jié)溫紋波越大,且結(jié)溫紋波在占空比為0.5時(shí)上升最快,在占空比小于或大于0.5時(shí)上升均變慢,并呈對稱分布,具體二維曲線如圖6所示。

設(shè)定環(huán)境溫度為30℃,在MATLAB仿真模型中改變輸出電流頻率和占空比,得到如表3所示結(jié)果。在僅有輸出電流頻率發(fā)生改變時(shí),溫升平均值不變,但結(jié)溫紋波發(fā)生變化,頻率越低,結(jié)溫紋波越大,這與理論分析完全一致。

圖5 不同電流周期下IGBT結(jié)溫紋波與占空比關(guān)系

圖6 不同占空比下IGBT結(jié)溫紋波與電流頻率關(guān)系

表3 不同頻率電流下IGBT結(jié)溫

如表4所示,在僅有占空比發(fā)生改變時(shí),器件的溫升平均值隨占空比的增大而增大,同時(shí)器件的結(jié)溫紋波在占空比為0.5時(shí)為最大,在低于或高于0.5時(shí)均呈下降趨勢,關(guān)于占空比為0.5時(shí)的結(jié)溫紋波呈對稱分布,與理論分析一致。

表4 不同占空比電流下IGBT結(jié)溫

如表5所示,同頻率的脈沖電流,在電流上升時(shí)間變長時(shí),IGBT結(jié)溫從最小值到最大值的上升時(shí)間變長,即IGBT由脈沖電流工況向近似正弦電流工況轉(zhuǎn)變。

2.3 有限元模型仿真

針對型號為英飛凌FF600R06ME3的IGBT模塊,建立其三維模型[16],由封裝模型簡化為最簡單的分層模型,以有限元的思想,在workbench中進(jìn)行熱-結(jié)構(gòu)耦合分析[17,18],圖7為此IGBT的分層結(jié)構(gòu)示意圖。

表5 不同上升時(shí)間電流下IGBT結(jié)溫

由于該IGBT內(nèi)部由3個(gè)完全相同的部分組成,實(shí)際仿真時(shí)提取其三分之一。根據(jù)計(jì)算,在4000 A情況下,IGBT總損耗為596.79 W,故對一個(gè)IGBT芯片上表面施加5 Hz的200 W功率,銅底板下底面設(shè)定對流換熱系數(shù)[19]為4320 W/(m2*℃),其它面為絕熱,環(huán)境溫度為30 ℃,瞬態(tài)加熱時(shí)長為2 s。

在瞬態(tài)條件下,IGBT 結(jié)溫曲線如圖8所示,紅色曲線為最低溫度,綠色曲線為最高溫度,最高溫度位于被加熱的IGBT芯片上表面,為86.15 ℃,結(jié)溫紋波為56.15 ℃,與上述結(jié)溫仿真結(jié)果(57.5 ℃)基本一致。

圖8 IGBT結(jié)溫曲線

IGBT模塊的應(yīng)力分布從芯片到底板呈現(xiàn)出非線性變化,且形變最大值為11.59 μm,出現(xiàn)在鍵合線處,如圖9所示,說明在瞬態(tài)加熱功率條件下,鍵合線容易首先變形,使其與芯片上表面間的接觸不牢固,出現(xiàn)斷裂現(xiàn)象,這是因?yàn)殒I合線的熱膨脹系數(shù)遠(yuǎn)大于IGBT芯片,在受到周期性熱應(yīng)力沖擊時(shí),由于兩者之間熱膨脹系數(shù)匹配較差,熱應(yīng)力長期沖擊最終導(dǎo)致鍵合線失效。

圖9 IGBT模塊形變分布

3 總結(jié)

EAST裝置上應(yīng)用于快速控制電源的IGBT工況非常特殊,實(shí)際工作時(shí)輸出電流的幅值、頻率、占空比和上升時(shí)間均會發(fā)生變化,在不同的工況下,IGBT的結(jié)溫平均值和結(jié)溫紋波會發(fā)生變化。

綜上所述,脈沖工況需要考慮上升時(shí)間、電流頻率、電流幅值、開關(guān)頻率和占空比5個(gè)因素對結(jié)溫溫升或結(jié)溫紋波的影響,這也是影響IGBT可靠性的因素,且脈沖工況下IGBT鍵合線的形變最大,是失效的主要環(huán)節(jié)。長上升時(shí)間、高電流頻率、低電流幅值、低開關(guān)頻率和低占空比更有利于延長IGBT的使用壽命。實(shí)際應(yīng)用時(shí),開關(guān)頻率、電流幅值基本不變,因此需要重點(diǎn)關(guān)注上升時(shí)間、電流頻率和占空比對IGBT壽命的影響。

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Analysis of IGBT Junction Temperature Based on Fast Control Power Supply

Song Deyong1, Gao Ge2, Yang Shenshen1

(1. China Ship Scientific Research Center, Wuxi 214082, Jiangsu, China; 2. Institute of Plasma Physics, Chinese Academy of Sciences, Hefei 230031, China)

TN86

A

1003-4862(2019)10-0001-05

2019-04-19

國家磁約束核聚變能發(fā)展研究專項(xiàng) (基金編號2013GB102003)

宋德勇(1990-),男,工程師。研究方向:電力電子器件應(yīng)用。E-mail: dysong1990@163.com

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