裴旭潮

摘? ?要：當(dāng)前我國(guó)社會(huì)高速發(fā)展，對(duì)于高速數(shù)據(jù)傳輸、多功能智能移動(dòng)通信設(shè)備需求量更大，使得無(wú)線通信技術(shù)不斷向前發(fā)展，但是在設(shè)計(jì)無(wú)線通信設(shè)備方面也面臨較多挑戰(zhàn)。當(dāng)前，在通信系統(tǒng)和雷達(dá)系統(tǒng)中已經(jīng)大量地應(yīng)用到射頻功率放大器，高效率的功率放大器可以將系統(tǒng)功耗最大限度減小，將系統(tǒng)對(duì)于散熱要求進(jìn)行降低。文章基于諧波控制理論提高功放效率原理分析的基礎(chǔ)上，進(jìn)行南京電子器件研究所GaN HEMT器件的負(fù)載牽引測(cè)試，用于設(shè)計(jì)X波段單級(jí)MMIC功放。

關(guān)鍵詞：諧波控制;功率放大器;單片微波集成電路;設(shè)計(jì)和應(yīng)用

諧波控制屬于經(jīng)控制諧波阻抗的方式，進(jìn)行漏極電壓電流波形的調(diào)諧，讓漏極電壓以及電流波形時(shí)域上，最大限度地避免重疊[1]，使得功放效率有效提升，是一種具有較高技術(shù)含量的設(shè)計(jì)模式。近幾年，研究諧波控制類功放的有關(guān)內(nèi)容已經(jīng)得到很高的關(guān)注度，而且取得了較多優(yōu)秀研究成果。

1? ? 諧波控制原理分析

射頻功率放大器效率主要是采取漏極效率進(jìn)行表述，基于理想的狀態(tài)中，F(xiàn)類功放經(jīng)設(shè)計(jì)諧波網(wǎng)絡(luò)，讓偶次諧波短路，奇次諧波開路，此時(shí)獲取漏極電壓電流波形狀態(tài)如圖1（a）所示。因?yàn)槁O電壓電流波形是兩種方式，即一種是方波，另一種是半正弦波，同時(shí)，雙方之間無(wú)交疊的情況，所以達(dá)到了百分之百滿足效率條件。同時(shí)，逆F類功放是相反于F類功放的，圖1（b）為逆F類功放漏極電流電壓波形。

基于高頻的狀態(tài)中具有晶體管的源漏電容Cds，所以高次諧波被短路影響到高頻下高次諧波的程度是非常小的，再加上頻率到微波毫米波頻段很不容易控制高次諧波，所以通常情況下處于高頻狀態(tài)時(shí)，僅考慮3次諧波[2]。

2? ? 負(fù)載牽引測(cè)試方法

在功放設(shè)計(jì)中，常應(yīng)用到的一種舉措就是負(fù)載牽引法，其原理為：將輸入以及輸出端阻抗進(jìn)行不斷變化，針對(duì)有源器件性能展開科學(xué)的測(cè)試，發(fā)掘出有源器件，得到最優(yōu)性能期間的負(fù)載阻抗，也就是產(chǎn)生最佳的功率以及效率等狀態(tài)中負(fù)載阻抗。通過作出負(fù)載牽引測(cè)試系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖，顯示此系統(tǒng)于輸出端時(shí)，展開抗阻調(diào)諧的舉措就是混合有源模式，此方法可以進(jìn)行單獨(dú)調(diào)諧輸出端基波，和進(jìn)行單獨(dú)調(diào)諧二次諧波抗阻以及3次諧波阻抗，同時(shí)，阻抗調(diào)諧范圍較大，可以將史密斯圓圖上反射系數(shù)小于0.95的范圍進(jìn)行全面的覆蓋[3]。

在此次研究中，研究測(cè)試的對(duì)象是GaN 0.15 μm工藝HEMT器件（南京電子器件研究所提供），此器件具有240 μm（4×60 μm）的總柵寬。先實(shí)施基波負(fù)載牽引測(cè)試此器件，具有8 GHz的測(cè)試頻率，同時(shí)，柵壓、漏壓分別是-1.8 V以及20 V。然后在最佳的效率點(diǎn)上面進(jìn)行固定輸出端基波阻抗，開展諧波負(fù)載牽引[4]。最后，把輸出端諧波阻抗與剛測(cè)得最佳效率點(diǎn)進(jìn)行嚴(yán)密的固定，之后落實(shí)基波負(fù)載牽引。結(jié)果顯示，基波最佳效率點(diǎn)同沒有實(shí)施諧波控制的情況相比，存在程度較小的偏移現(xiàn)象，相應(yīng)的測(cè)試結(jié)果顯示，在8 GHz時(shí)將諧波控制加入以后，可以將管芯效率進(jìn)行提升，提升的幅度是10%，而且相較3次諧波來(lái)說，二次諧波阻抗影響效率幅度明顯更高。進(jìn)行設(shè)計(jì)電路的期間，應(yīng)該使得二次諧波阻抗臨近于最佳點(diǎn)，如果距離較遠(yuǎn)，就會(huì)讓提升效率的成效較差[5]。與10 GHz頻點(diǎn)實(shí)施相同方式的測(cè)試操作，產(chǎn)生兩個(gè)頻點(diǎn)即8 GHz以及10 GHz最優(yōu)效率阻抗，去嵌后所得最佳效率阻抗值如下：在8 GHz頻點(diǎn)時(shí)，取3個(gè)值分別是152.4+j×139.3，17.07+j×100.4，3.604+j×24.17，最佳頻率阻抗值是70.02%;在10 GHz頻點(diǎn)時(shí)，取3個(gè)值分別是123.1+j×109.8，24.51+j×130.3，4.139+j×27.92，最佳頻率阻抗值是68.12%。觀察史密斯圓圖，如果抗固定是在最佳的效率點(diǎn)上面，則在二次諧波阻抗相位變化效率以及功率曲線上觀察，效率最高點(diǎn)上，產(chǎn)生最大的輸出功率以及最小的耗散功率，此情況是與理論分析相吻合的。

3? ? 功放設(shè)計(jì)與結(jié)果分析

為了對(duì)以上的理論分析以及測(cè)試結(jié)果展開有效的驗(yàn)證，本研究設(shè)計(jì)單級(jí)功放，即8.5～10.5 GHz。在對(duì)功放的輸出匹配電路進(jìn)行設(shè)計(jì)期間，對(duì)于基波以及諧波阻抗進(jìn)行充分的考慮，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)實(shí)施3段LC匹配舉措，在目標(biāo)阻抗進(jìn)行匹配基波以及諧波。但是這種匹配模式會(huì)產(chǎn)生較大輸出匹配網(wǎng)絡(luò)損耗，在8.5～10.5 GHz，將具備0.9 dB損耗的匹配網(wǎng)絡(luò)輸出[6]。

在測(cè)試夾具內(nèi)安裝放大器芯片，大信號(hào)測(cè)試主要是采取功率計(jì)、信號(hào)源展開操作。進(jìn)行測(cè)試期間，使得偏壓和負(fù)載牽引測(cè)試具備相同性狀態(tài)，同時(shí)，具有-1.8 V的柵壓以及20 V的漏壓水平。而且此款功放基于8.6～9.5 GHz，具有48%～56%的效率，效率最大值為56%，是在8.8 GHz部位所得。也有效率較差的部分，即8.5～8.6 GHz，另外一個(gè)區(qū)間是9.5～10.5 GHz。通過對(duì)負(fù)載牽引結(jié)果、功放芯片測(cè)試結(jié)果開展比較觀察，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)損耗是0.9 dB，所以應(yīng)該把負(fù)載牽引所獲效率跟系數(shù)進(jìn)行相乘，之后開展相應(yīng)的比較。遵循負(fù)載牽引的結(jié)果，不管讓管芯加入諧波控制還是不加諧波控制，均可以得到最佳效率，前者是70%，后者是60%，跟0.81這一系數(shù)進(jìn)行相乘，最終得到56.7%以及48.6%。所以，能夠得出的結(jié)論是，設(shè)計(jì)功放基于8.6～9.5 GHz，通過采取諧波控制的方式，使得效率顯著增加，而且最佳值狀態(tài)是8.8 GHz。但是效率相對(duì)較低的位置是在9.6～10.5 GHz，原因是輸出端二次諧波阻抗匹配跟最佳點(diǎn)位置產(chǎn)生嚴(yán)重的偏離[7]。

4? ? 結(jié)語(yǔ)

當(dāng)前，在衛(wèi)星通信以及移動(dòng)通信設(shè)備、雷達(dá)以及基站等專用設(shè)備上，已經(jīng)大量應(yīng)用到功率放大器。進(jìn)行功率放大器的設(shè)計(jì)工作，需要工作人員對(duì)應(yīng)用場(chǎng)合與實(shí)際環(huán)境進(jìn)行充分考察。結(jié)果表明，在8.6～9.5 GHz，具有48%～56%的漏極效率，聯(lián)系負(fù)載牽引測(cè)試結(jié)果，最終顯示出諧波控制在增強(qiáng)射頻功率放大器效率中可以產(chǎn)生至關(guān)重要的作用。

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