楊玉崗， 張 亮， 張立飛， 苗懷錦

(遼寧工程技術(shù)大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院，遼寧 葫蘆島 125105)

0 引 言

LLC諧振拓撲具有自然軟開關(guān)[1]特性，工作在適當?shù)念l率范圍內(nèi)，能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)管的零電壓開關(guān)(zero voltage switching,ZVS)和整流管的零電流開關(guān)(zero current switching,ZCS)，具有高效率的同時兼顧高功率密度，是近年來研究的熱點。雙向化能夠大幅度減小系統(tǒng)的體積重量及成本，更有可能在現(xiàn)有的電路中使用同步整流的工作方式降低通態(tài)損耗，此類拓撲在燃料電池管理系統(tǒng)、不間斷電源系統(tǒng)(uninterrupted power supply,UPS)及新能源電動汽車等領(lǐng)域中十分常見[2～4]。但是，雙向LLC諧振變換器仍然面臨著一個重大難題，那就是磁元件個數(shù)的增加，帶來功率密度降低，損耗增加。

磁集成技術(shù)是指通過合理的參數(shù)設(shè)計，通過一定的耦合方式使電力電子系統(tǒng)中多個分立的磁元件(電感、變壓器等)變成一個集成磁元件，能夠大大減小體積、重量、損耗及電源輸出紋波，提高電力電子設(shè)備的整體性能。還有一種特殊的集成方式：解耦集成，解耦集成能夠減小磁件體積重量且不影響工作特性。解耦集成可分為兩種：提供低磁阻磁路實現(xiàn)解耦與抵消繞組間的耦合作用實現(xiàn)解耦。

對于雙向LLC諧振變換器諧振電感的磁集成方案，文獻[5]已經(jīng)進行過原理分析，得到了電磁設(shè)計準則，現(xiàn)針對其進行改進[5]。設(shè)計一種新的磁件結(jié)構(gòu)，在解耦磁集成減小磁件體積的同時，減小渦流損耗，效率也得到一定的提升。本文提出一種EIE型電感器結(jié)構(gòu)，給出了磁阻模型，通過MAXWELL軟件進行了仿真，并將其與EI型電感器結(jié)構(gòu)進行了對比。最后在雙向輸入電壓分別為48 V/400 V、滿載功率為1 kW的試驗樣機進行了驗證。

1 EIE型電感器

1.1 EIE型電感器結(jié)構(gòu)

提出的EIE型解耦集成電感結(jié)構(gòu)，如圖1所示，兩個I形鐵心居中，兩個E形鐵心分別置于I形鐵心兩側(cè)，構(gòu)成EIE型電感器的鐵心體，繞組在I形鐵芯。

圖1 EIE型集成磁件結(jié)構(gòu)

這種磁芯結(jié)構(gòu)增加了一條并聯(lián)磁路，有效地減小了每條磁路磁通，可使磁路磁壓、磁通均勻分布，氣隙擴散磁通、磁路磁阻減小。繞組在I形鐵心上，可以避開氣隙造成的高頻磁場切割，既增大了電感因數(shù)，又減小了線圈渦流損耗。解耦集成時，兩個E形鐵心中柱與I形鐵心無縫連接，磁阻遠小于開有氣隙的側(cè)柱，兩個諧振電感之間基本無耦合，改變側(cè)柱的長度以調(diào)節(jié)氣隙的大小。該磁件結(jié)構(gòu)屬于提供抵消磁阻磁路實現(xiàn)解耦集成。

1.2 EIE型電感器磁路模型

根據(jù)磁路的歐姆定律，并將氣隙磁阻的磁場邊緣效應(yīng)以及繞組外面空氣的漏磁通考慮在內(nèi)得到的EIE型耦合電感器的磁路模型如圖2(a)所示，串聯(lián)磁阻合并后的磁路模型如圖2(b)所示。

圖2 磁通分布與磁路長度

圖中，Rg1，Rg2為氣隙磁阻，Rair1，Rair2為空氣磁阻。

圖2(b)中的磁阻用圖2(a)中的磁阻表示

(1)

1.3 EIE型電感器電感值計算

在實際測量中，根據(jù)電感與磁阻的關(guān)系，反向電感開路，得到正向電感的自感，反向電感短路，得到正向電感的漏感；反向電感的自感和漏感同理。EIE型耦合電感器的自感和漏感分別為

(2)

2 EIE型電感器與EI型電感器對比

EI型磁芯結(jié)構(gòu)，由兩個E形鐵心并排組成新的大E形鐵心，由兩個I條并排組成新的大I條。磁件結(jié)構(gòu)如圖3所示，EI型磁件結(jié)構(gòu)同樣利用提供抵消磁阻磁路實現(xiàn)解耦集成的原理。

圖3 EI型集成磁件結(jié)構(gòu)

2.1 體積與繞組周長對比

EI型鐵芯與EIE型鐵芯均由相同的I形鐵心與E形鐵心通過不同的排列組成，以確保兩者體積相等。E形磁芯與I條磁路如圖4所示，參數(shù)a,b,c,d,h分別為3.5，7.0，6.5，7.0，10.7 mm。其中，h為磁芯厚度。

圖4 E形磁芯與I條磁路長度

EI型鐵芯繞組在側(cè)柱，側(cè)柱周長為2(a+2h)=49.8 mm，EIE型鐵芯繞組在I條上，其周長為2(2a+h)=35.4 mm，EIE型結(jié)構(gòu)繞組長度比EI型結(jié)構(gòu)減小(49.8-35.4)=14.4 mm，減小率為(14.4/49.8)=28.9 %，可見EIE型結(jié)構(gòu)更加省銅。

2.2 磁力線分布理論分析

EI型結(jié)構(gòu)不對稱，電感繞組在側(cè)柱，繞線包裹氣隙，而鐵芯氣隙處的磁通量一般最為集中，由于鐵芯氣隙處會產(chǎn)生磁通擴散現(xiàn)象，因此，在氣隙周圍的銅線繞組上會出現(xiàn)感應(yīng)渦流，氣隙的擴散磁通損耗大。而旁路磁通則穿過兩個鐵芯柱間的繞組窗口，在銅線繞組上感應(yīng)出很大的渦流損耗。因此，EI型磁芯解耦集成，雖然縮小了變換器體積，減小了磁件重量，但效率提升效果不明顯。

EIE型結(jié)構(gòu)將電感繞組繞在I形磁芯上，有效避開了擴散磁通的切割，在銅線繞組上的感應(yīng)渦流損耗比EI型結(jié)構(gòu)小。且磁密分布更加均勻，不易飽和，自感互感以及耦合系數(shù)大，更加省銅；擴散磁通和旁路磁通小，渦流損耗以及電磁干擾減小。

3 仿真與實驗

以升壓為例，原邊輸入電壓小，流過諧振電感[6]的電流大，在滿載時，電感電流達到最大，要保證鐵芯的最大磁密不能超過鐵芯材料的飽和磁密。EIE型電感器應(yīng)用在雙向LLC諧振變換器中，電路拓撲如圖5所示。

圖5 雙向LLC諧振變換器電路拓撲

搭建了一臺48～400 V/1 kW的實驗樣機，實驗參數(shù)：諧振電感Lr1，Lr2分別為0.51，35.24 μH；諧振電容C1，C2分別為4.97，0.072 μF；勵磁電感Lm為10.15 μH；變比n為3∶25；開關(guān)頻率fs為100 kHz。

3.1 仿 真

利用ANSYS電磁場3D仿真軟件分別對EIE型和EI型電感器在同等條件下(N=1，L=0.58 μH)進行建模對比分析。根據(jù)設(shè)計要求，變換器工作在滿載時，諧振腔[7]電感電流有效值達到25 A，分別對EIE型和EE型電感器模型繞組通過25 A電流，得到磁感應(yīng)強度仿真結(jié)果如圖6所示，電感仿真值如圖7所示。

圖6 磁感應(yīng)強度

圖7 電感仿真結(jié)果

由圖6可知，EIE型電感器最小磁感應(yīng)強度比EI型電感器大，磁通密度、磁勢分布更加均勻，抗飽和能力強。由圖7可知，EIE型電感結(jié)構(gòu)與EI型電感結(jié)構(gòu)，互感非常小，驗證了解耦集成的實現(xiàn)；氣隙為0.808 mm時，EIE型電感器電感仿真值為0.580 74 μH，氣隙為0.349 mm時，EI型電感器電感仿真值為0.580 98 μH，同等電感值，EIE型電感器的氣隙更大，可見EIE型電感器電感因數(shù)大，更加省銅。

利用ANSYS電磁場2D仿真軟件分別對EIE型和EI型電感器在同等條件下(N=1，g=0.8 mm)進行磁力線對比分析，如圖8所示。

圖8 磁力線分布

EIE型電感器氣隙更加分散，擴散磁通更??；繞組遠離氣隙，擴散磁通在繞組上產(chǎn)生的感應(yīng)渦流損耗更小。由圖8可知，EIE型和EI型電感器，氣隙開在側(cè)柱，中柱不開氣隙，均實現(xiàn)了兩相磁通基本無耦合的目的。EI型電感器繞組窗口內(nèi)部與外部，均有更多的磁力線分布，窗口外部擴散磁通更加嚴重，造成很大的渦流損耗；而EIE型電感器繞組只有在臨近氣隙處的一側(cè)有一定量的旁路磁通，感應(yīng)渦流損耗，較EI型電感器更小，效率更高。

3.2 實 驗

采用DSP28335控制器，電感實物放大圖如圖9所示，實驗電路系統(tǒng)如圖10所示。

圖9 電感實物

圖10 實驗電路系統(tǒng)

圖11給出了變換器工作時的ZVS波形圖。

圖11 ZVS與諧振電流波形

圖12給出了變換器工作時，使用EIE型電感、EI型電感的效率對比曲線。由圖可知，集成電感的使用提高了變換效率，EIE型電感器比EI型電感器效果更好，實驗結(jié)果驗證了理論和仿真分析的正確性。

圖12 效率曲線

4 結(jié) 論

通過對應(yīng)用在雙向LLC諧振變換器諧振電感解耦磁集成的EIE型和EI型電感器的對比分析，得到EIE型電感器具有磁密、磁勢分布更加均勻，抗飽和能力強，電感因數(shù)大，渦流損耗小等優(yōu)勢。最后，通過MAXWELL電磁軟件進行了仿真，并在一臺48～400 V/1kW的實驗樣機上進行了驗證，結(jié)果證實了本文提出EIE型電感器在雙向LLC諧振變換器中的應(yīng)用，提高了變換器功率密度，提升了變換效率。