汪建榮，魏雪云，李效龍

（江蘇科技大學(xué)電子與信息學(xué)院，江蘇鎮(zhèn)江212003）

當(dāng)前的磁共振能量發(fā)射器（magnetic resonance energy emitter，MREE）大多針對特定的應(yīng)用而設(shè)計，不具有通用性，因而并沒有得到大規(guī)模的實際應(yīng)用。其主要缺點是工作頻率可調(diào)性差、發(fā)射功率相對固定和能量傳輸效率較低[1]。因此，設(shè)計出一個通用性好、工作頻率與發(fā)射功率均可調(diào)的高效磁共振能量發(fā)射器，在一定程度上可以拓展磁耦合共振式能量發(fā)射器的應(yīng)用范圍。

傳統(tǒng)磁共振能量發(fā)射器主要包括MCU模塊、高頻H橋逆變模塊和耦合共振發(fā)射模塊[2]。MCU產(chǎn)生的PWM信號控制H橋?qū)C能量轉(zhuǎn)變成高頻高壓的AC能量，最后通過發(fā)射線圈將高頻高壓的AC能量發(fā)送出去。由于MCU中控制PWM的寄存器精度有限，因此MCU不能實現(xiàn)對輸出PWM頻率的連續(xù)高精度調(diào)節(jié)，即該能量發(fā)射器工作頻率可調(diào)性差[3-4]。其次，H橋逆變模塊的輸出幅度是固定的，所以不能有效地控制發(fā)射器的輸出功率。第三，高頻H橋需要四只MOS管組成，相比Class-E單管功放，其能量轉(zhuǎn)換效率較低，使得系統(tǒng)能量傳輸效率降低。

文獻[5]指出，磁共振系統(tǒng)的共振頻率是隨系統(tǒng)線圈間的距離變化而變化的，因此發(fā)射器工作頻率的可調(diào)性對于系統(tǒng)能量的高效傳輸至關(guān)重要；文獻[6]指出Class-E功放管的導(dǎo)通角減小可以降低管耗，提高系統(tǒng)能量傳輸效率；文獻[7]指出MOS型功放管柵極的驅(qū)動電壓控制著漏極電流，從而控制功率放大。本文旨在設(shè)計一種頻率、功率和能量傳輸效率均可調(diào)的磁共振能量發(fā)射器。

1 參量可調(diào)的磁共振能量發(fā)射器

1.1 磁共振能量發(fā)射器系統(tǒng)框架

本文設(shè)計的磁共振能量發(fā)射器主要由高頻壓控振蕩器、遲滯比較器、反相放大器和Class-E功率放大器依次級聯(lián)構(gòu)成。其中，高頻壓控振蕩器振蕩產(chǎn)生頻率可變的高頻正弦信號，經(jīng)遲滯比較器對其占空比進行調(diào)節(jié)，以改變Class-E功率放大器的能量轉(zhuǎn)換效率。反相放大器改變輸出信號的幅度，進而改變Class-E功率放大器的輸出功率。然后，Class-E功率放大器將DC能量逆變成高頻高壓的AC能量，最后通過耦合共振線圈將AC能量無線遠距離地傳輸出去。磁共振能量發(fā)射器系統(tǒng)框圖如圖1所示。

1.2 高頻壓控振蕩器設(shè)計

圖1 磁共振能量發(fā)射器框圖

高頻壓控振蕩器主要由含有變?nèi)荻O管的西勒振蕩器構(gòu)成，如圖2所示。利用電壓信號Vct1控制變?nèi)荻壒艿娜葜?，進而控制振蕩頻率。

圖2 高頻壓控振蕩器

高頻壓控振蕩器設(shè)計時，為了減小高頻電壓疊加對變?nèi)荻壒艿挠绊?，提高頻率的調(diào)節(jié)線性與穩(wěn)定性，變?nèi)荻O管采用部分接入振蕩回路的方式，如圖 2 所示[8]。其中，C5與Cj串聯(lián)，L2、L3為高頻扼流圈，對高頻信號接近于開路?；芈分凶?nèi)荻O管的電容量為[9]：

其中，Vct1為控制電壓，VB為變?nèi)荻O管的勢壘電位差；Cj（0）為Vct1=0時管子的結(jié)電容；n為管子的變?nèi)葜笖?shù)（本設(shè)計中n＞2）；另外，|Vct1|＞VQ，VQ為反偏工作點電壓。由式（1）得，高頻壓控振蕩器的振蕩頻率為:

由式（1）、（2）可知，控制電壓Vct1增大，使得Cj減小，振蕩頻率fosc變大；Vct1通過改變Cj的容值來控制高頻壓控振蕩器的振蕩頻率，進而控制磁共振能量發(fā)射器的工作頻率。

要求振蕩頻率為fosc=2.02 MHz，利用PSpice仿真軟件來確定電路中各元件參數(shù)，具體為L1=39 μH，C4=75 pF，C5=200 pF，L2=L3=680 μH，仿真得到Cj=145 pF。查詢常見變?nèi)荻壒苄吞柋?，型號為ISV-149（30 pF～540 pF，8 V-1 V）滿足本設(shè)計要求并具有足夠可調(diào)范圍。

改變Vct1的值（1.5 V～7.5 V，步長 0.5 V），利用PSpice頻域掃描仿真高頻壓控振蕩器頻段覆蓋范圍，仿真結(jié)果如圖3所示。由圖可知，所設(shè)計的高頻壓控振蕩器頻段大致在1.91～2.30 MHz之間，則波段覆蓋系數(shù)約為（2.30/1.91=）1.2。對于工作中心頻率位于MHz段的高頻壓控振蕩器而言，此波段覆蓋范圍足以補償因線圈間的距離變化而引起的系統(tǒng)共振頻率的變化。

圖3 高頻壓控振蕩電路波段覆蓋仿真

1.3 遲滯比較器設(shè)計

遲滯比較器抗干擾能力強，同時參考電壓Vct2可以調(diào)節(jié)其輸出信號的占空比，進而改變Class-E功放管的導(dǎo)通角，達到控制系統(tǒng)能量傳輸效率的目的。電壓控制的遲滯比較器電路如圖4所示。該電路的上門限電壓VT+與下門限電壓VT-分別為：

圖4 遲滯比較器電路

利用PSpice軟件仿真所設(shè)計的遲滯比較器以確定電路中各元件參數(shù)，具體為R6=20 kΩ，R8=20 kΩ，VCC=+5 V，-VCC=-5 V。仿真得到，當(dāng)Vct2=-4～+4 V時，輸出信號占空比為64%～27%，遲滯比較器的仿真波形如圖5所示。由圖可知，設(shè)計的遲滯比較器在Vct2控制下，可以有效地改變輸出信號的占空比。

圖5 遲滯比較器仿真波形

1.4 反相放大器設(shè)計

反相放大器主要由運算放大器與工作在可變電阻區(qū)的結(jié)型場效應(yīng)管（JFET）組成。Vct3控制場效應(yīng)管的柵源電壓，從而控制其溝道電阻rds1的大小，進而改變反相放大器輸出信號的幅度[10-11]。所設(shè)計的反相放大器如圖6所示。由文獻[12]知漏源之間的溝道電阻rds1為：

其中，Kn為 T1導(dǎo)電常數(shù)，VP為 T1夾斷電壓。JFET的溝道電阻一般在kΩ左右，為了提高控制靈敏度，R9的取值一般為幾kΩ到幾十kΩ。該反相放大器的輸出電壓增益為：

由式（5）、（6）可知，Vct3增大，使得溝道電阻值減小，反相放大器輸出的電壓增益變??；Vct3能夠有效地控制反相放大器輸出增益。

圖6 反相放大器電路

1.5 Class-E功率放大器設(shè)計

借助Class-E電路的選頻網(wǎng)絡(luò)，不需要額外設(shè)計耦合共振發(fā)射電路，省去了Class-E到耦合共振發(fā)射端的阻抗匹配，使得電路設(shè)計更加簡潔高效，Class-E功率放大器電路設(shè)計如圖7所示[13-15]。由式（6）與文獻[7]知Class-E功率放大器的輸出功率為：

其中，gm為T2管的互導(dǎo)，rds2為T2管的輸出電阻，RL7為扼流圈內(nèi)阻，RL6為發(fā)射線圈內(nèi)阻[13-15]。由式（4）、（7）得到，Class-E功率放大器的能量轉(zhuǎn)換效率為：

由公式（5）、（6）、（7）可知，Class-E功放管 T2上柵源電壓的增加可以高效地增加其輸出功率Pout，證明Vct3能夠有效地控制磁共振能量發(fā)射器的輸出功率；由公式（3）、（4）、（8）可知，占空比D越大（經(jīng)過反相放大器），Class-E功率放大器的能量轉(zhuǎn)換效率越高，證明Vct2可以有效地控制磁共振能量發(fā)射器的工作效率以及系統(tǒng)能量傳輸效率。

圖7 Class-E功率放大器電路

利用ADS仿真確定設(shè)計所需的元件參數(shù)，仿真得到C11=760 pF、L6=11.4 μH時，Class-E功放電路發(fā)生諧振（驅(qū)動頻率f=2.02 MHz）[16]。此時，ADS仿真得到的Class-E功率放大電路各部分電壓與電流關(guān)系如圖8所示。圖（a）為Class-E功放管漏極上的電壓與電流關(guān)系，由圖（a）可知，所設(shè)計的Class-E電路中功放管漏極上的電壓與電流滿足交錯出現(xiàn)的關(guān)系。圖（b）為Class-E功放電路輸出的電壓與電流關(guān)系，由圖（b）可知，所設(shè)計的Class-E電路輸出的電壓與電流基本滿足相位一致的關(guān)系。

2 磁共振能量發(fā)射器實驗測試

測試時，變?nèi)荻壒苓x用ISV-149，Vct1的變化范圍為1.5～7.5 V，讀取L1上的電壓峰值和頻率。根據(jù)測試數(shù)據(jù)繪制出f-Vp關(guān)系如圖9所示。

由9圖可知，所設(shè)計高頻壓控振蕩器振蕩頻段大致在1.95～2.28 MHz之間，波段覆蓋系數(shù)約為1.2；控制電壓Vct1在3.2～5.8 V范圍內(nèi)，能夠有效地控制高頻壓控振蕩器的振蕩頻率；所設(shè)計的高頻壓控振蕩器具有足夠的可調(diào)頻段，來補償因線圈間距離變化而引起的系統(tǒng)共振頻率的變化。

圖8 Class-E功率放大電路各部分電壓與電流關(guān)系

圖9 能量發(fā)射器波段覆蓋范圍

測試Class-E功率放大器的發(fā)射功率，JFET選用3DJ7E，運放選用MOS型的ADA4891，功放管選用RD16HHF1，R9=8K，保持VDD=15 V。測試時，改變Vct3的大小，讀取功放管T2上的柵源電壓ugs和發(fā)射線圈（L6）兩端的電壓有效值，再根據(jù)公式計算出發(fā)射功率，結(jié)果如表1所示。

表1 控制電壓Vct3、T2柵源電壓與發(fā)射功率之間關(guān)系

由表（1）可以看出：T2的柵源電壓ugs增大，Class-E功率放大器的發(fā)射功率也隨之迅速增加；控制電壓Vct3變大，T2的柵源電壓ugs減小，與公式（6）理論分析一致；控制電壓Vct3變化可以改變Class-E功率放大器的輸出功率，因此Vct3能夠有效控制磁共振能量發(fā)射器的發(fā)射功率。

磁共振能量發(fā)射器結(jié)合磁共振能量接收電路測試系統(tǒng)的能量傳輸特性[17]。測試兩線圈間（兩線圈結(jié)構(gòu)）不同距離條件下，系統(tǒng)工作頻率與接收端負載RL上的電壓幅度關(guān)系[18]。實驗時，發(fā)射端與接收端使用線徑為0.8 mm的漆包銅線繞制而成的直徑為30 mm平面線圈。保持發(fā)射端線圈L6上電壓幅度（Vp=45 V）不變，線圈間距離由50 mm到20 mm逐漸靠近。在收發(fā)線圈間不同距離條件下，調(diào)節(jié)Vct1改變系統(tǒng)的工作頻率，讀取RL上的電壓峰值。測試結(jié)果如圖10所示。

圖10 線圈間不同距離條件下RL上的電壓幅度與系統(tǒng)工作頻率之間關(guān)系

由圖10可知，系統(tǒng)共振頻率隨兩線圈間的距離變化而變化，并表現(xiàn)為隨著兩線圈間距離逐漸減小，共振頻率點也隨之減小。因此，設(shè)計磁共振能量發(fā)射器時必須考慮到其工作頻率具有一定范圍的可調(diào)性。

調(diào)節(jié)兩線圈間的距離（50～20 mm），同時調(diào)節(jié)系統(tǒng)工作頻率，保持系統(tǒng)一直處于共振狀態(tài)。測試系統(tǒng)在不同線圈間距離、不同占空比（40%、45%、50%）這兩種情況下的傳輸效率。測試時，保持T2驅(qū)動信號的幅度為3.5 V，系統(tǒng)總功率由直流電壓源上的數(shù)據(jù)計算得到，接收端功率由RL（=62 Ω）上的有效電壓值計算得到，測試結(jié)果如圖11所示。

圖11 耦合距離與系統(tǒng)效率之間關(guān)系

由圖11可知，小功率磁共振能量傳輸系統(tǒng)中，減小功放管的導(dǎo)通角（減小5%），系統(tǒng)的傳輸效率能夠有所提高（提高0.4%左右）；收發(fā)線圈間的距離越小，系統(tǒng)的傳輸效率越高。測試結(jié)果表明，在發(fā)射線圈和接收線圈間距為20～50 mm時，系統(tǒng)的能量傳輸效率為56.4%～21.2%。

3 結(jié)論

本文提出的磁共振能量發(fā)射器，工作頻率在1.95～2.28 MHz范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)，其波段覆蓋系數(shù)為1.2，可以補償因線圈間的距離變化而引起的系統(tǒng)共振頻率的變化。在供電電源為+15V時，輸出功率在0.6～7.86 W范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)；在發(fā)射線圈和接收線圈間距為20～50 mm時，系統(tǒng)的能量傳輸效率為56.4%～21.2%。