許敏, 張有林

(珠海格力電器股份有限公司，廣東 珠海 519070)

0 引 言

隨著國(guó)家對(duì)新能源的倡導(dǎo)以及政策傾斜。新能源的開發(fā)與應(yīng)用得到廣泛關(guān)注，并在一系列工程項(xiàng)目及機(jī)電產(chǎn)品中具體實(shí)施。以空調(diào)為例，采用太陽(yáng)能或太陽(yáng)能、蓄電池及市電等混合供電的空調(diào)暖通系統(tǒng)已經(jīng)不是新鮮事物。新能源的研究利用與具體實(shí)施中一個(gè)共性的問(wèn)題是新能源輸出功率形式與負(fù)載或者并網(wǎng)市電間的功率變換問(wèn)題。而多能源的共同供電是其中一個(gè)重要研究領(lǐng)域。

目前，在太陽(yáng)能功率變換裝置中，幾千瓦等級(jí)大都采用不隔離的功率變換方式。采用不隔離的太陽(yáng)能功率變換器雖然成本、效率上有一定優(yōu)勢(shì)，但存在對(duì)地泄漏電流的問(wèn)題。國(guó)內(nèi)外學(xué)者先后從不同角度提出了多種解決系統(tǒng)對(duì)地泄漏電流的功率變換拓?fù)渑c控制策略。文獻(xiàn)[1]提出了有源共模干擾抑制方案。通過(guò)電容等檢出共模信號(hào)，然后經(jīng)過(guò)射極跟隨與放大反向后再串入共?；芈芬缘窒材８蓴_。文獻(xiàn)[2]提出了三相四橋臂方案。該方案增加了輔助橋臂，調(diào)制上不能使用零矢量，該方案容易使線電壓畸變。此外還有H5、H6 、HERIC、REFU等拓?fù)?。但這些方案大都增加了成本與系統(tǒng)復(fù)雜性。綜合對(duì)比，有些方案成本反而比隔離方案高。

另外，根據(jù)電池板的擺放位置以及電池板特性的差異通常把電池板分成幾組，從而形成電壓或容量等參數(shù)不同的幾組太陽(yáng)能電源輸入。因此需要多輸入的直流變換器。目前在多輸入直流變換器上國(guó)內(nèi)外學(xué)者也有相關(guān)研究,并衍生出多種拓?fù)洹Ｎ墨I(xiàn)[3-4]將多個(gè)電源串聯(lián)功率管后并聯(lián)在一起。文獻(xiàn)[5]系統(tǒng)總結(jié)了多輸入直流變換器的拓?fù)浠締卧?、新拓?fù)洚a(chǎn)生原則。并歸納了一系列拓?fù)洹?/p>

在研制太陽(yáng)能空調(diào)的過(guò)程中，為了克服太陽(yáng)能變換器對(duì)地泄漏電流問(wèn)題，以及針對(duì)太陽(yáng)能電池多組輸入的情況，提出并深入研究了一種雙輸入隔離型直流變換方案。此方案在采用一個(gè)磁芯的情況下，通過(guò)其上的耦合線圈在實(shí)現(xiàn)原邊與副邊隔離的同時(shí)更實(shí)現(xiàn)了輸入太陽(yáng)能電池組之間的隔離。

1 工作原理

圖1為雙輸入隔離型直流變換器的原理圖。兩個(gè)輸入功率管采用分時(shí)導(dǎo)通的方式。為了抑制漏感產(chǎn)生的電壓應(yīng)力。兩個(gè)輸入原邊都設(shè)置了吸收電路。由于系統(tǒng)母線電壓為380 V的高壓，輸出繞組采用橋式整流拓?fù)洹?/p>

圖1 雙輸入直流變換器

圖中功率管MOS11導(dǎo)通時(shí)，電源S11的能量經(jīng)過(guò)原邊繞組NP1、磁芯、副邊繞組NS及整流二極管D31、D34、電感L31傳輸?shù)截?fù)載。另一電源輸入繞組NP2雖然有感應(yīng)電壓，但只有吸收回路一個(gè)回路，基本不產(chǎn)生輸出功率。

功率管MOS11關(guān)斷時(shí)，磁芯中的勵(lì)磁能量、漏感中的能量以及副邊電感的續(xù)流等因素，續(xù)流二級(jí)管的導(dǎo)通過(guò)程等存在一個(gè)動(dòng)態(tài)過(guò)程。隨著這個(gè)過(guò)程的結(jié)束，變換器進(jìn)入副邊電感續(xù)流階段。此后另一路繞組電路的功率管MOS21導(dǎo)通，其過(guò)程與前述相同。

根據(jù)副邊電感電流的連續(xù)性，此變換器工作模式可分為電感電流不連續(xù)模式DCM,電感電流連續(xù)模式CCM以及臨界導(dǎo)通模式CRM。為了避免兩路輸入電源在變壓器磁場(chǎng)中的相互耦合及磁復(fù)位問(wèn)題給變換器控制帶來(lái)的困難，方案中采用每個(gè)輸入電源分時(shí)工作，副邊電感電流不連續(xù)DCM的工作方式。即在功率管導(dǎo)通之前副邊電感續(xù)流電流已經(jīng)下降到零。

2 模態(tài)分析

此方案采用副邊電感電流不連續(xù)模式DCM。分析此模式時(shí)變換器的模態(tài),如圖2所示。圖2中有電流的環(huán)路用粗線條表示。分析前先進(jìn)行一些必要的假設(shè):兩路太陽(yáng)能電池輸出時(shí)間常數(shù)很大，變化緩慢，可看成恒壓源VS11，VS21。副邊輸出電容很大，輸出電壓可看作恒壓源VO。以上前提下，根據(jù)兩路輸入電源中功率管的開關(guān)狀態(tài)可將電路分成八種工作模態(tài)。

圖2(a)為工作模態(tài)1，在此時(shí)間段功率管MOS11導(dǎo)通，原邊繞組NP1流過(guò)負(fù)載鏡像電流以及勵(lì)磁電流，電源VS11向負(fù)載輸出功率。副邊繞組NS電流經(jīng)過(guò)二極管D31、D34以及副邊電感L31給負(fù)載供電。在此過(guò)程中副邊電感電流線性上升。

此階段勵(lì)磁電流為：

(1)

上式中由于漏感Lrp1遠(yuǎn)小于勵(lì)磁電感Lmp1，予以忽略。令勵(lì)磁電流初值為零。

副邊電感L31電流為：

(2)

原邊電流為：

(3)

式(2)、式(3)中N1=NP1/NS為原邊繞組N1與副邊繞組NS的匝比。副邊電感為L(zhǎng)31。

圖2(b)為工作模態(tài)2， 此模態(tài)功率管MOS11關(guān)斷。是漏感能量泄放、副邊電感續(xù)流的暫態(tài)過(guò)程。

源于漏感的兩個(gè)電流回路為：原邊繞組Np1的漏感Lrp1能量吸收回路；副邊繞組NS的漏感Lrs1能量泄放回路。兩個(gè)回路的電流分別為：

圖2 工作模態(tài)

(4)

(5)

式(5)事實(shí)上是整流作用二極管與續(xù)流作用二級(jí)管的換相過(guò)程。Lrs1是對(duì)繞組NP1的漏感，r為副邊內(nèi)阻。考慮勵(lì)磁電流相對(duì)較小，予以忽略，副邊電感峰值電流為N1IM1。

圖2(c)工作模態(tài)3，此過(guò)程為副邊電感的續(xù)流過(guò)程。續(xù)流回路為橋式整流的兩路回路并聯(lián)進(jìn)行。續(xù)流電流為：

(6)

圖3(d)為工作模態(tài)4，此時(shí)間段是半個(gè)周期的終結(jié)。在此期間，兩路電源的功率管都截止，副邊電感能量泄放續(xù)流完成,副邊電感L31的電流為零，變換器處于初始狀態(tài)。

圖2(e)～圖2(h)是另外一路電源VS21的工作模態(tài)過(guò)程。此過(guò)程和VS11的供電過(guò)程完全一樣，不再累述。

3 穩(wěn)態(tài)分析

方案中采用每個(gè)輸入太陽(yáng)能電源分時(shí)導(dǎo)通工作方式。且副邊電感電流均處于斷續(xù)導(dǎo)通模式DCM工作方式。

變換器工作于DCM模式時(shí)，原邊輸入電流由零上升到峰值，再?gòu)姆逯迪陆档搅?。上升值與下降值相等，于是有：

(7)

式中:D11、D12分別為功率管MOS11導(dǎo)通及副邊電感續(xù)流占空比;TS為開關(guān)周期。簡(jiǎn)化式(7)得到：

(8)

同理，在此周期中電源S22供電，功率管MOS21導(dǎo)通時(shí)有：

(9)

式中:D21、D22分別為功率管MOS21導(dǎo)通及副邊電感續(xù)流占空比，N2=NP2/NS為原邊繞組NP2與副邊繞組NS的匝比。

在一個(gè)周期中副邊電感電流是由兩路電源相繼輸入導(dǎo)致的兩個(gè)三角形，如圖3所示。電感的平均電流I31為：

(10)

由于電感平均電流即為負(fù)載電流VO/RL,則：

根據(jù)式(8)、式(9)及式(11)可得穩(wěn)態(tài)下輸出與兩路輸入電壓及其占空比的關(guān)系式：

(12)

由式(12)可看出，在電感電流不連續(xù)DCM模式下變換器輸出是與副邊負(fù)載、電感量及兩路原邊輸入電壓、占空比、原副邊匝比相關(guān)的非線性系統(tǒng)。當(dāng)一路太陽(yáng)能電池板不接，即輸入電壓為零時(shí)即為一個(gè)副邊為全橋整流的正激變換器。

4 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

對(duì)此太陽(yáng)能兩輸入隔離型變換器進(jìn)行了仿真與實(shí)驗(yàn)方面的驗(yàn)證。系統(tǒng)輸入為兩路太陽(yáng)能電池板，一路為8塊電池板串聯(lián)輸出電壓150 V左右，另一路為7塊電池板串聯(lián)130 V左右。輸出電壓380 V，輸出功率900 W左右。開關(guān)頻率50 kHz由TI公司TMS320F28069 DSP輸出。

圖3為副邊輸出電感電流波形，由圖可見(jiàn)電感電流處于不連續(xù)狀態(tài)。在一個(gè)周期中有兩個(gè)三角形的波形，一個(gè)電流峰值稍高，分別對(duì)應(yīng)兩路輸入繞組電路的功率傳輸。圖4為兩輸入繞組電流波形，及相對(duì)應(yīng)的副邊電感電流波形。圖5為整流橋輸出電壓波形及輸出負(fù)載電壓波形VO。其中整流橋輸出電壓在副邊電感續(xù)流階段降為零。

圖3 副邊電感電流

圖4 兩輸入回路、副邊電感電流波形

圖5 整流橋輸出電壓與輸出負(fù)載波形

由上述仿真波形可見(jiàn):變換器工作于電感電流斷續(xù)模式DCM;兩路輸入電源實(shí)現(xiàn)了獨(dú)立的功率傳輸;且輸出負(fù)載電壓可以穩(wěn)定控制在380 V左右。此直流變換方案較好地實(shí)現(xiàn)了隔離、功率變換與傳輸功能。

5 結(jié)束語(yǔ)

針對(duì)混合供電太陽(yáng)能空調(diào)中太陽(yáng)能變換器，提出了一種雙輸入隔離型直流變換解決方案。此方案在采用一個(gè)高頻變壓器的情況下實(shí)現(xiàn)了太陽(yáng)能電池板與空調(diào)系統(tǒng)及電網(wǎng)的隔離、兩組太陽(yáng)能電池板之間的隔離。且兩組輸入實(shí)現(xiàn)了獨(dú)立的功率控制。通過(guò)仿真以及基于DSP的數(shù)字控制系統(tǒng)對(duì)提出方案進(jìn)行了驗(yàn)證，結(jié)果表明了該方案的正確性與可行性。