李濟(jì)同,李媛媛*,盧文科(.上海工程技術(shù)大學(xué)電子電氣工程學(xué)院,上海 060;.東華大學(xué)信息科學(xué)與技術(shù)學(xué)院,上海 060)

聲表面波(簡(jiǎn)稱SAW)最初在18世紀(jì)50年代地震波的研究中被發(fā)現(xiàn),直到20世紀(jì)60年代,隨著對(duì)SAW性質(zhì)的熟知和環(huán)境因素對(duì)其影響特性研究的進(jìn)展[1],SAW微力傳感器的研究漸漸得到發(fā)展。這是一種結(jié)合了聲表面波技術(shù)、薄膜技術(shù)以及電子技術(shù)的新型傳感器[2],它通過(guò)敏感元件感應(yīng)微力,根據(jù)敏感元件頻率的改變實(shí)現(xiàn)對(duì)微力的測(cè)量[3],具有準(zhǔn)數(shù)字輸出、微型化、可無(wú)線無(wú)源化、多參數(shù)敏感性、結(jié)構(gòu)工藝性好等特性[4]。

隨著SAW微力傳感器應(yīng)用領(lǐng)域不斷拓展,測(cè)量環(huán)境日趨復(fù)雜[5],信號(hào)處理電路的研究顯得尤為重要。SAW微力傳感器的檢測(cè)通?；趯?duì)SAW相位、頻率、幅值等參數(shù)變化的檢測(cè)來(lái)完成[6],因此振蕩電路的設(shè)計(jì)也是核心環(huán)節(jié)。2002年,Jason D S[7]提出采用DDS和PLL技術(shù)對(duì)SAW傳感器輸出信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)。2004年,辛長(zhǎng)宇[8]對(duì)DDS技術(shù)提出改進(jìn)。2005年,Rasol A H[9]提出模擬與數(shù)字結(jié)合的方法的設(shè)計(jì)方案。2007年,張亦[10]研究了改進(jìn)的皮爾斯振蕩器對(duì)SAW傳感器信號(hào)進(jìn)行處理。2011年,康迤[11]設(shè)計(jì)一種基于多條耦合器的SAW振蕩電路;Nordin A N[12]提出高頻CMOS-SAW振蕩器改善插入損耗和相位斜率。

通過(guò)前期的研究對(duì)比發(fā)現(xiàn),信號(hào)處理電路性能的提升可以通過(guò)振蕩電路的設(shè)計(jì)以及檢測(cè)方案的優(yōu)化實(shí)現(xiàn)。本文采用混頻檢測(cè)法,設(shè)計(jì)兩路新型SAW振蕩電路,將參考振蕩電路和檢測(cè)振蕩電路產(chǎn)生的信號(hào)送入混頻電路求出頻差[13]從而實(shí)現(xiàn)對(duì)微力的檢測(cè)。在混頻檢測(cè)法的電路優(yōu)化問(wèn)題中,振蕩電路的靈敏度、噪聲干擾抑制、高頻穩(wěn)定性;濾波電路的增益平穩(wěn)度、衰減帶下降速度也是研究的重點(diǎn)。

1 信號(hào)處理電路原理及方案

1.1 信號(hào)處理電路原理

SAW微力傳感器的中心頻率是信號(hào)處理電路設(shè)計(jì)所必須的核心參數(shù),一般情況下,叉指換能器(簡(jiǎn)稱IDT)結(jié)構(gòu)和SAW在傳感器基片上的傳播速度共同決定傳感器的中心頻率[14],對(duì)于本文采用的延遲線型SAW微力傳感器,對(duì)輸入IDT施加一定頻率的電信號(hào),通過(guò)逆壓電效應(yīng),傳感器基片表面產(chǎn)生SAW,SAW經(jīng)延遲線傳播至輸出IDT,最后通過(guò)壓電效應(yīng)轉(zhuǎn)換為電信號(hào)。

SAW的波長(zhǎng)由IDT中叉指的寬度和相鄰叉指的間距共同決定[15],表達(dá)式為:λ=2(a+b),若SAW在基片材料上的傳播速度為Vs,能夠得到延遲線型SAW微力傳感器的中心頻率:

f0=Vs/(a+b)

(1)

微力傳感器中SAW的傳播特性會(huì)受到基片材料物理特性以及外界敏感參數(shù)的影響,例如,環(huán)境中溫度的變化、對(duì)基片材料施加微力等等,SAW的傳播速度或者幅度、相位則會(huì)產(chǎn)生相應(yīng)的變化。所以需要在SAW微力傳感器的基礎(chǔ)之上設(shè)計(jì)信號(hào)處理電路對(duì)SAW速度或幅度變化的頻率進(jìn)行讀取,并對(duì)干擾信號(hào)進(jìn)行處理。

通常情況下,設(shè)SAW器件的介電常數(shù)為ε,環(huán)境溫度為t,壓強(qiáng)為p,基片表面密度為m(m/g2),電導(dǎo)率為σ,彈性參數(shù)為c(N/m2),根據(jù)表面擾動(dòng)理論的內(nèi)容,SAW的傳播速度:

Vs=v(m,ε,σ,c,t,p)

(2)

式(2)兩邊求導(dǎo)后除以Vs可得:

(3)

SAW振蕩電路頻率與傳播速度的關(guān)系:

Δf/f0=ΔVs/Vs=

(4)

根據(jù)式(4)得到振蕩頻率的變化量,且可以計(jì)算被測(cè)參數(shù)的值。

1.2 信號(hào)處理電路方案選擇

微力傳感器中SAW的相位、頻率、幅度等特性會(huì)受到基片材料物理特性以及外界敏感參數(shù)的影響,通常情況下可以通過(guò)對(duì)上述特性變化的檢測(cè)進(jìn)而實(shí)現(xiàn)對(duì)敏感參數(shù)的檢測(cè)[16]。混頻法的原理基于頻率檢測(cè),基于兩路傳感器及參數(shù)一致的SAW振蕩電路構(gòu)成,整體結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 信號(hào)處理電路整體結(jié)構(gòu)圖

如圖1所示,振蕩電路作為信號(hào)處理電路的信號(hào)源,結(jié)構(gòu)上采用檢測(cè)和參考振蕩電路組成雙通道,前者檢測(cè)待測(cè)微力,后者用作參考,兩個(gè)通道輸出信號(hào)的表達(dá)式:

V1=A1cos(ω1t+φ1)

(5)

V2=A2cos(ω2t+φ2)

(6)

式(5)、式(6)中:A1、A2為輸出信號(hào)幅值;ω1、ω2為輸出信號(hào)角頻率;φ1、φ2為輸出信號(hào)初始相位。

信號(hào)變換電路由混頻、濾波和整形電路組成:信號(hào)V1和V2通過(guò)混頻電路后輸出信號(hào)V3,表達(dá)式:

V3=V1×V2=A1A2cos(ω1t+φ1)cos(ω2t+φ2)

(7)

根據(jù)三角變換公式,式(7)可表示為:

(8)

由式(8)可以看出混頻后信號(hào)包含ω1+ω2和ω1-ω2的頻率信號(hào),需通過(guò)低通濾波電路濾除和頻ω1+ω2,僅保留差頻ω1-ω2信號(hào)V4,表達(dá)式:

V4=Acos[(ω1-ω2)t]

(9)

式中:A為低通濾波電路輸出信號(hào)的幅值。

信號(hào)V4到邏輯電平V5的轉(zhuǎn)換由整形電路完成。混頻檢測(cè)法中,假設(shè)溫度等外界因素對(duì)基片材料的物理特性產(chǎn)生影響及系統(tǒng)噪聲信號(hào)引起的干擾導(dǎo)致振蕩電路產(chǎn)生的頻率變化量為Δω,由于兩路振蕩電路傳感器及參數(shù)一致,因此Δω相同,此時(shí),低通濾波電路輸出信號(hào)表達(dá)式為:

V4o=Acos{[(ω1+Δω)-(ω2+Δω)]t}

=Acos[(ω1-ω2)t]

(10)

由式(10)可以看出:經(jīng)混頻電路處理后,輸出差頻仍為ω1-ω2信號(hào)V4,兩路Δω被抵消,補(bǔ)償干擾帶來(lái)的誤差,改善靈敏度和檢測(cè)精度。

2 聲表面波振蕩電路

2.1 振蕩電路基本原理

振蕩電路包括晶體管放大器A和反饋網(wǎng)絡(luò)F,如圖2所示。接通有源器件瞬間的電子噪聲首先經(jīng)過(guò)放大器放大,然后由反饋選頻網(wǎng)絡(luò)選出固定頻率,反饋到輸入端,建立初始振蕩[17]。隨著振蕩幅度不斷加大,有源器件產(chǎn)生非線性限制,以形成穩(wěn)定振蕩。

圖2 SAW振蕩電路結(jié)構(gòu)圖

同時(shí),振蕩電路正常工作必須滿足:

幅值條件:

Ga=Ls+Lp+Lm

(11)

相位條件:

φs+φa+φp=2nπ

(12)

式(11)、式(12)中:Ga為放大器增益,Ls為SAW器件插入損耗,Lp為選頻網(wǎng)絡(luò)插入損耗,Lm為其他部分插入損耗。φs為振蕩器相移,φa為放大器相移,φp為選頻網(wǎng)絡(luò)相移。

2.2 SAW微力傳感器選型

如圖5所示SAW微力傳感器部分測(cè)試結(jié)果,根據(jù)上述中心頻率與靈敏度關(guān)系的分析,本文選取中心頻率為49.8 MHZ的延遲線型SAW微力傳感器設(shè)計(jì)振蕩電路。

圖3 延遲線型SAW微力傳感器

圖4 網(wǎng)絡(luò)分析儀連接

圖5 傳感器測(cè)試結(jié)果

2.3 SAW振蕩電路性能分析

當(dāng)振蕩電路的諧振頻率與SAW微力傳感器的中心頻率相等時(shí),晶體阻抗最小,近似短路,此時(shí)電路滿足相位與振幅條件,選頻網(wǎng)絡(luò)發(fā)生諧振。因此根據(jù)SAW微力傳感器的中心頻率設(shè)計(jì)振蕩頻率為49.8 MHz的振蕩電路,原理圖如6所示。

圖6 SAW振蕩電路原理圖

振蕩電路的正常起振通過(guò)晶體管的諧振放大實(shí)現(xiàn)。對(duì)于理想的振蕩電路,其輸出信號(hào):

V0=A0cos(ω0t)

(13)

式中:ω0=2πf0為振蕩頻率,但在實(shí)際工作環(huán)境中振蕩電路易受到噪聲影響,輸出:

V0=A(t)cos[ω0t+φ(t)]

(14)

式中:A(t)為調(diào)幅噪聲,φ(t)為相位噪聲,通過(guò)式(14)得到實(shí)際輸出頻率:

(15)

式(15)表明隨機(jī)的相位變化將引起輸出信號(hào)頻率的變化,可得振蕩電路的噪聲主要是由隨機(jī)相位的變化而產(chǎn)生的。而對(duì)相位噪聲的定量分析非常復(fù)雜,不但涉及半導(dǎo)體器件的內(nèi)容,還與采用的分析模型有關(guān),因此具體設(shè)計(jì)中,選取低噪聲的2N1711晶體管降低相位噪聲。

圖3所示中,R1=15 kΩ、R2=5.1 Ω為基極偏置電阻,R3=100 Ω為控制增益,R4=100 Ω為負(fù)載。選頻工作由C1、C2、L1完成,其中諧振頻率根據(jù)SAW傳感器的中心頻率確定,計(jì)算公式:

瀝青路面坑槽破損部分經(jīng)過(guò)開槽成型后，其坑槽壁面與坑底表面石料直接裸露在空氣中，若直接填入冷補(bǔ)料，將導(dǎo)致冷補(bǔ)料與舊路面材料之間黏結(jié)力不足，從而形成壁面縫隙，影響修補(bǔ)路面的抗水損害能力[4]。因此，坑槽在開挖與清掃結(jié)束后應(yīng)噴灑適量的改性乳化瀝青作為黏結(jié)層，以提高新舊料界面的黏結(jié)力。

(16)

然而由于三極管極間電容的存在,且電壓源、環(huán)境溫度等外界因素會(huì)使得高頻域內(nèi)振蕩頻率的穩(wěn)定性受到影響[19],增大測(cè)量誤差。為降低這種影響,選頻用電容的取值要盡可能大于極間電容的值。但根據(jù)SAW振蕩電路Leeson相位噪聲模型:

(17)

式中:QL為有載品質(zhì)因數(shù),f0為傳感器中心頻率,fs為頻率偏移量,S1(fs)、S0(fs)分別為、輸入、輸出相位噪聲的功率譜密度。可知振蕩頻率一定時(shí),若電容值取得過(guò)大,那么對(duì)應(yīng)的電感值會(huì)變得很小,可能導(dǎo)致該級(jí)別電感市場(chǎng)上可選值過(guò)少,加上查閱資料得到晶體管2N1711的最大輸出電容為25 pF,并結(jié)合式(18)得出C1=100 pF,C2=100 pF,L1=1 μH。

3 信號(hào)變換電路

低通濾波電路基于Ⅱ型切比雪夫?yàn)V波器設(shè)計(jì),由于需要通過(guò)的信號(hào)主要集中在500 kHz以下,所以選用具有高增益帶寬的LM6172放大器,其噪聲低、轉(zhuǎn)換速率高、失真率低的特點(diǎn)符合設(shè)計(jì)需求。濾波電路原理圖如圖7所示。

圖7 濾波電路原理圖

如圖7所示采用兩級(jí)二階濾波器級(jí)聯(lián)設(shè)計(jì)完成。以圖5中U1A為例,集成運(yùn)算放大器與R10、R11組成壓控電壓源,其中運(yùn)放為同向輸入,在運(yùn)算放大器輸出端到同相輸入端通過(guò)R11引入負(fù)反饋,輸入阻抗高,輸出阻抗低,且性能穩(wěn)定,增益易調(diào)節(jié)。其中電阻R9=R12=320 Ω,R10=R11=1 kΩ,電容C6=C8=1.2 nF,U1B中元件參數(shù)同理。對(duì)濾波電路使用示波器進(jìn)行測(cè)量,測(cè)得濾波電路幅頻特性,圖8所示。

圖8 濾波電路幅頻特性

由圖8可見,低通濾波電路通頻帶內(nèi)信號(hào)的增益平穩(wěn),基本沒有紋波,且在輸入信號(hào)頻率達(dá)到截止頻率時(shí),濾波器的衰減帶下降較快,能夠?qū)⑴c截止頻率相近的信號(hào)濾掉,大大減小對(duì)后面電路的影響。

整形電路采用LM393芯片組成的電壓比較器實(shí)現(xiàn),設(shè)置閾值22 mV,根據(jù)分壓原理可得R13=1 kΩ,R14=250 kΩ,R21=4.7 kΩ為上拉電阻,整形電路原理圖如圖9所示。

圖9 整形電路原理圖

4 信號(hào)處理電路仿真與分析

系統(tǒng)整體電路圖如圖10所示,兩路振蕩電路輸出端分別接混頻器的兩個(gè)輸入,濾波電路的輸入端接混頻電路的輸出端,由整形電路接收濾波電路的輸出信號(hào),至此,完成SAW微力傳感器信號(hào)調(diào)理電路的搭建。

圖10 整體電路圖

圖11 振蕩電路輸出信號(hào)

通過(guò)Multisim軟件對(duì)信號(hào)處理電路進(jìn)行仿真,使用示波器對(duì)各模塊電路分別進(jìn)行測(cè)試后再對(duì)整體電路進(jìn)行測(cè)試。如圖11～圖14所示分別為振蕩電路、混頻器、濾波電路和整體電路輸出信號(hào)仿真波形圖。

圖12 混頻器輸出信號(hào)

圖13 濾波電路輸出信號(hào)

圖14 整體電路輸出信號(hào)

由圖11可見,振蕩電路輸出信號(hào)的頻率穩(wěn)定度較高,雖然與SAW微力傳感器的中心頻率存在微小差異,但主要關(guān)注參數(shù)為兩路振蕩電路混頻后的信號(hào),所以誤差可以忽略;圖12表明混頻后穩(wěn)定輸出中頻信號(hào),但由于信號(hào)中高頻噪聲干擾的存在,需要低通濾波電路濾除高頻噪聲,圖13中顯示信號(hào)經(jīng)濾波電路輸出后達(dá)到理想的效果,最后在整個(gè)電路搭建完成后對(duì)其進(jìn)行仿真得到穩(wěn)定輸出的邏輯電平信號(hào)如圖14,且電壓幅值為5 V,滿足一般處理器識(shí)別的需求。

5 結(jié)束語(yǔ)

本文在SAW微力傳感器的基礎(chǔ)之上,設(shè)計(jì)信號(hào)處理電路?；赟AW微力傳感器搭建振蕩電路,解決了SAW振蕩電路在高頻穩(wěn)定性、噪聲抑制以及靈敏度等方面問(wèn)題;選取混頻檢測(cè)法為測(cè)量方案,穩(wěn)定輸出中頻信號(hào),實(shí)現(xiàn)將兩路SAW振蕩電路的差頻信號(hào)作為待測(cè)信號(hào)、克服了因單路SAW振蕩電路輸出的高頻信號(hào)導(dǎo)致測(cè)頻困難的問(wèn)題;設(shè)計(jì)具有平穩(wěn)增益、衰減帶下降快的濾波電路濾除高頻噪聲干擾,并搭建整形電路保證輸出信號(hào)可供一般處理器識(shí)別,從而在實(shí)際中更容易對(duì)敏感參數(shù)進(jìn)行測(cè)量。加上在高頻穩(wěn)定性、靈敏度等方面的優(yōu)勢(shì),對(duì)SAW微力傳感器的發(fā)展、應(yīng)用領(lǐng)域的開拓有著一定的幫助。