1 引言

對(duì)于并發(fā)雙頻段信號(hào)的通過功放時(shí)產(chǎn)生的非線性失真，目前已經(jīng)有相當(dāng)多的研究，如2D-MP模型、2D-DDR模型等。但是，這些模型均需要兩組查找表，每個(gè)頻段的信號(hào)需要一個(gè)獨(dú)立的預(yù)失真器，每個(gè)預(yù)失真器需要兩個(gè)頻段的信號(hào)作為輸入，系數(shù)的計(jì)算非常復(fù)雜，很難大規(guī)模推廣應(yīng)用。

為了降低并發(fā)雙頻預(yù)失真器的成本，本文提出了通過重構(gòu)信號(hào)，兩個(gè)頻段信號(hào)共用一個(gè)預(yù)失真器的DPD方案，本方案可以降低系數(shù)計(jì)算時(shí)的復(fù)雜度。接下來，本文將通過實(shí)驗(yàn)平臺(tái)驗(yàn)證其有效性。

2 并發(fā)雙頻數(shù)字預(yù)失真

DDR模型如下所示：

其中，K是非線性項(xiàng)的階數(shù)，L是記憶深度，akl是非線性階數(shù)為k、記憶深度為l時(shí)對(duì)應(yīng)的DDR模型系數(shù)。

在并發(fā)雙頻模式下，頻率間隔Δω0=2ω0的功放雙頻輸入信號(hào)x(n)可以表示為：

其中，x1(n)是低頻段信號(hào)的復(fù)包絡(luò)，x2(n)高頻段信號(hào)的復(fù)包絡(luò)，T是信號(hào)的釆樣間隔。

將公式（2）代入公式（1），舍掉±ω0以外的分量，并將同一頻點(diǎn)的分量合并，就能得到低頻段（-ω0）和高頻段（ω0）的輸出信號(hào)表達(dá)式，也就是2D-DDR模型。其中，低頻段的輸出信號(hào)表達(dá)式為：

總輸出DPD后信號(hào)z(n)可以表達(dá)為：

整個(gè)并發(fā)雙頻數(shù)字預(yù)失真系統(tǒng)框架如圖1所示。

3 雙頻共用查找表并發(fā)雙頻預(yù)失真系統(tǒng)

2D-DDR模型的并發(fā)雙頻段預(yù)失真體統(tǒng)的系數(shù)計(jì)算及查找表系統(tǒng)異常復(fù)雜，實(shí)現(xiàn)成本非常高，而并發(fā)雙頻信號(hào)無法使用普通的DDR預(yù)失真模型，是因?yàn)棣?通常比較大，現(xiàn)有的ADC無法支持如此寬信號(hào)的采樣。

故而考慮在信號(hào)處理的過程中重構(gòu)并發(fā)雙頻輸入信號(hào)x’(n)：

其中，ω遠(yuǎn)小于ω0，2ω在ADC采樣速率范圍內(nèi)。

將重構(gòu)信號(hào)x’(n)看作一個(gè)整體，就可以使用公式（1）普通DDR模型進(jìn)行預(yù)失真，然后對(duì)重構(gòu)預(yù)失真輸出信號(hào)z’(n)進(jìn)行濾波就可以得到z1(n)和z2(n)。本文提出的并發(fā)雙頻DPD系統(tǒng)框架如圖2所示。

從圖2可以看出，新系統(tǒng)只需要一套查找表，而且DPD系數(shù)計(jì)算過程將會(huì)大幅簡(jiǎn)化。

這個(gè)方案需要考慮的是，重構(gòu)的間距更小的雙頻信號(hào)能多大程度上代表原來的雙頻信號(hào)，使用重構(gòu)信號(hào)計(jì)算預(yù)失真系數(shù)會(huì)帶來多大的系統(tǒng)誤差。考慮到預(yù)失真的原理，只要兩個(gè)信號(hào)頻點(diǎn)的高階互調(diào)不落在帶內(nèi)，DPD與信號(hào)所處的頻點(diǎn)是無關(guān)的。所以，只需要保證兩個(gè)信號(hào)頻點(diǎn)自身的非線性交調(diào)不會(huì)在信號(hào)重構(gòu)時(shí)重疊就可以了，一般認(rèn)為信號(hào)的7階及以上的交調(diào)非常小，可以忽略；而且，可以通過帶限濾波器使得采數(shù)不包含7階及以上部分。

仿真數(shù)據(jù)也證明了這一點(diǎn)，輸入信號(hào)是2.1和2.6GHz的兩個(gè)10MHz LTE信號(hào)，采數(shù)ADC帶有50MHz帶限濾波器，采數(shù)ADC的采樣速率是184.32MHz。仿真數(shù)據(jù)如表1所示。

圖1 并發(fā)雙頻DPD系統(tǒng)

圖2 本文提出的并發(fā)雙頻DPD系統(tǒng)

表1 重構(gòu)信號(hào)間距2ω對(duì)擬合誤差的影響

從仿真數(shù)據(jù)可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)重構(gòu)信號(hào)間距2ω大于40MHz，也就是4倍載波帶寬時(shí)，使用重構(gòu)信號(hào)進(jìn)行DPD的擬合誤差將會(huì)降低到一個(gè)可以接受的范圍內(nèi)。

4 試驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文提出的DPD系統(tǒng)的線性化性能，搭建了并發(fā)雙頻DPD驗(yàn)證平臺(tái)，由數(shù)字基帶信號(hào)板分別發(fā)出兩路峰均比8dBc、帶寬10 MHz的零中頻LTE信號(hào)，兩個(gè)基帶信號(hào)的采樣速率均是92.16Mbit/s。兩路零中頻基帶信號(hào)通過上變頻變成本振是2100和2600 MHz的兩路LTE-TDD信號(hào)，兩路信號(hào)通過合路器合路后進(jìn)入工作頻段是1.9～2.6G的GaN功放。反饋信號(hào)經(jīng)過下變頻后通過采樣速率是184.32Mbit/s的ADC再送給DSP進(jìn)行預(yù)失真運(yùn)算。兩個(gè)頻段的ADC之間使用同一時(shí)鐘同步。

對(duì)比試驗(yàn)中采樣的2D-DDR模型是基于參考文獻(xiàn)[2]的。預(yù)失真器中的2D-DDR、DDR模型參數(shù)設(shè)置均為：一般項(xiàng)階數(shù)Kq=K=5，一般項(xiàng)記憶深度Lq=L=3，交叉項(xiàng)階數(shù)Kp=Kr=Ks=3，交叉項(xiàng)記憶深度Lp=Lr=Ls=2，本文DPD方案的信號(hào)重構(gòu)間隔為50MHz。

表2列出了使用不同功放模型預(yù)失真后的線性化性能?？梢钥闯?，新方案對(duì)于DPD性能影響非常小，屬于可以接受的范圍。而且本文方案DPD系數(shù)計(jì)算得到了簡(jiǎn)化，DPD速度遠(yuǎn)遠(yuǎn)快于2D-DDR方案，消耗的查找表資源只有2D-DDR方案的一半，所需的只是在信號(hào)處理時(shí)增加信號(hào)重構(gòu)運(yùn)算。

表2 DPD線性化性能比較

5 結(jié)束語

本文提出了一種基于DDR模型的并發(fā)雙頻DPD方案，并將之實(shí)現(xiàn)。相對(duì)于現(xiàn)有的并發(fā)雙頻DPD方案，本方案通過重構(gòu)輸入信號(hào)，使得兩個(gè)頻段共用一個(gè)預(yù)失真器，可以節(jié)省一半以上的查找表資源，且大幅簡(jiǎn)化系數(shù)計(jì)算。試驗(yàn)結(jié)果表明，使用新方案對(duì)于DPD性能的影響非常小，相對(duì)于節(jié)省資源的巨大收益，微小的性能下降屬于可以接受的范圍。

參考文獻(xiàn)

[1]Zhu Anding, Pedro C. Jos6, Brazil J. Thomas. Dynamic deviation reduction- based Volterra behavioral modeling of RF power amplifiers[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2006, 54 (12), 4323-4332.

[2]張遠(yuǎn)見,胡應(yīng)添.一種并發(fā)雙頻段數(shù)字預(yù)失真技術(shù)研究[J].移動(dòng)通信,2017,41(13):61-65.

[3]Hui M, Liu T J, Ye Y, et al. Synchronization study ofdigital predistortion for concurrent dual- band RF poweramplifiers[J].Journal of Microwaves, 2012, 28( 5) : 69-72.

[4]R. Negra, A. Sadeve, S. Bensmida, and F. M. Ghannouchi.Concurrent dual-band class-F load coupling network for applications at 1.7 and .14 GHz[M]. IEEE Trans. Circuits Syst. II,Exp. Briefs, vol. 55, no. 3,pp. 259-263, Mar. 2008.

[5]A. Zhu, P. J. Draxler, C. Hsia, T. J. Brazil, D. F. Kimball,and P. M.Asbeck. Digital predistortion for envelope- tracking power amplifiers using decomposed piecewise Volterra series[M]. IEEE Trans. Microw.Theory Tech, vol. 56, no.10, pp.2237-2247, Oct. 2008.

[6]Ding L, Yang Z, Gandhi H. Concurrent dual- band digital predistortion[A]. IEEE MTT- S International Microwave Symposium Digest[C]. Canada, 2012. 1-3.

[7]D. R. Morgan, Z. Ma, J. Kim, M. G. Zierdt, and J. Pastalan.A generalized memory polynomial model for digital predistortion of RF power amplifiers[M]. IEEE Trans. Signal Processing, vol. 54, no.10, pp.3852-3860, Oct. 2006.