陶德桂 劉關(guān)心

（中國人民解放軍92419部隊，遼寧興城 125106）

1 引 言

在國防武器裝備發(fā)展建設(shè)中需要用到大量的低高度掠海飛行器模擬導(dǎo)彈類目標(biāo)，而這類目標(biāo)的可靠飛行嚴重依賴于無線電高度表提供相對于海平面的準(zhǔn)確高度值。目前市面上常見的無線電高度表套件由單獨的收發(fā)天線、饋線和主體設(shè)備組成［1］，其集成度低，且成本高。在使用過程中，為了保證一定的收發(fā)信號隔離度，通常是收發(fā)天線需要分開安裝且與無線電高度表通過饋線相連接，所占用的空間較多，重量相對較大，制約了其在對體積和重量要求苛刻的中小型低高度掠海飛行器上的應(yīng)用。

隨著科技的進步，新的元器件和集成電路大量涌現(xiàn)，其中德國InnoSenT公司生產(chǎn)的IVS948模塊是一款K波段自帶VCO的小功率雷達收發(fā)器［2］，用戶可以利用其編程功能自行設(shè)置發(fā)射頻率、輸出功率及內(nèi)部中頻放大器的增益。基于此模塊，本文設(shè)計了一種收發(fā)一體式的無線電高度表，其優(yōu)點是集成度高、體積小、重量輕、成本低，可滿足低高度掠海飛行器的高度測量需求。

2 硬件設(shè)計

無線電高度表硬件部分主要由收發(fā)天線、射頻前端、基帶信號產(chǎn)生與處理單元和二次電源組成，如圖1所示。

圖1 無線電高度表硬件結(jié)構(gòu)組成Fig.1 Composition of the radio altimeter’s hardware

IVS948模塊實物照片如圖2所示。該模塊最大輸出功率可達26dBm，-3dB波束寬度為14°×32°，旁瓣抑制比可達25dB，而其幾何尺寸僅為65．8mm×70mm×9mm，重量僅為80g，該模塊是實現(xiàn)收發(fā)一體式無線電高度表的物質(zhì)基礎(chǔ)和前提。

圖2 IVS948的實物照片F(xiàn)ig.2 Photo of IVS948

IVS948可工作在連續(xù)波（CW）和調(diào)頻連續(xù)波（FMCW）兩種方式。我們選擇IVS948工作在調(diào)頻連續(xù)波方式下，并通過設(shè)置VTune Coarse和VTune Fine產(chǎn)生所需的發(fā)射信號。VTuneCoarse設(shè)置為一個預(yù)置電壓值（≈1．2V@24．125GHz），以確保發(fā)射頻率處于允許的頻帶范圍內(nèi)。在FMCW模式下，從參考頻率輸出引腳Pin 1，可讀取被1/X分頻（缺省值65536）的發(fā)射頻率fmuxout，計算該頻率可以輔助確定VCO的調(diào)諧電壓。

基帶信號產(chǎn)生與處理單元產(chǎn)生IVS948所需的調(diào)制信號和控制信號，接收其輸出的中頻信號進行A/D轉(zhuǎn)換和信號處理從而得到高度測量結(jié)果，并將測高結(jié)果通過接口輸出。

基帶信號產(chǎn)生與處理單元的核心處理器選用TMS320C6747 DSP芯片［3］，該芯片為浮點處理器，運算速度快，可滿足FFT和CZT運算速度的需要；外設(shè)接口豐富，可滿足系統(tǒng)要求，減少器件數(shù)量，簡化系統(tǒng)設(shè)計。系統(tǒng)所需的ADC、DAC和接口電路直接與DSP的外設(shè)接口相連，其外圍電路僅增加串行Flash程序存儲器和晶體諧振器。DSP軟件程序存儲在外部Flash存儲器，設(shè)備上電后自動加載到內(nèi)部存儲器內(nèi)運行。

IVS948的控制信號為SPI接口信號，用于設(shè)置PLL和增益，與DSP的SPI接口直接相連。

IVS948的調(diào)制信號有兩個，一個是粗調(diào)信號，用于調(diào)整其中心頻率，一個是細調(diào)信號，用于控制調(diào)頻斜率。在細調(diào)信號端加入三角波使得IVS948輸出相應(yīng)的調(diào)頻信號，粗調(diào)信號的幅度則用來調(diào)整調(diào)頻信號的中心頻率。調(diào)制信號由DAC轉(zhuǎn)換產(chǎn)生，選用DAC8563，與DSP直接通過SPI口相連，調(diào)制波形和幅度由DSP軟件控制。

IVS948輸出的I路和Q路中頻信號，通過ADC轉(zhuǎn)換到數(shù)字信號，芯片選用THS12082，其并行輸出接口直接與DSP的EMIF相連。

高度測量結(jié)果數(shù)據(jù)輸出接口采用RS232串行接口，DSP有3個UART串行口，只需增加RS232接口電平轉(zhuǎn)換電路就能實現(xiàn)，轉(zhuǎn)換芯片采用MAX3224芯片。

3 測量體制比較及選擇

無線電高度表根據(jù)發(fā)射信號的調(diào)制方式不同，一般可分為脈沖體制、調(diào)相體制、調(diào)頻連續(xù)波體制。其中調(diào)頻連續(xù)波體制因為具有線路簡單、易實現(xiàn)、可靠性高、體積小、重量輕、抗干擾能力強等優(yōu)點，目前被業(yè)界廣泛采用［4］。

這里我們采用線性調(diào)頻連續(xù)波體制以匹配IVS948模塊來設(shè)計無線電高度表，該體制的調(diào)制信號又可采用鋸齒波和三角波兩種形式［5，6］。

首先介紹一下鋸齒波調(diào)制信號的測距原理。

設(shè)調(diào)制信號Φ(t)為：

經(jīng)過調(diào)制后的發(fā)射信號為：

式中：f0——載波頻率。

對于點目標(biāo)，回波信號ur()t為：

式中：Td——接收信號延遲；α——相位延遲。

Td與載體的飛行高度H有關(guān)，即：

圖3所示為鋸齒波調(diào)頻連續(xù)波雷達頻率-時間關(guān)系，圖中虛線代表接收信號，實線代表發(fā)射信號。

圖3 鋸齒波調(diào)頻連續(xù)波雷達頻率-時間關(guān)系Fig.3 Frequency time relation of FMCW radar with sawtooth wave

上式表明，由高度變化率引起的多普勒效應(yīng)等效為回波信號相對于發(fā)射信號載頻的平移。

對式（6）的相位微分，得到瞬時差拍頻率fb()t為：

式（7）表明，多普勒效應(yīng)引起差拍頻率平移了頻率fd。

當(dāng)fd=0時，有：

變形即得：

實際使用過程中，運動載體會在高度上發(fā)生變化，不可避免會產(chǎn)生高度方向的多普勒頻率fd，這樣對于采用鋸齒波調(diào)制信號進行測距時，所測得的差拍信號是包含有多普勒頻率fd的，如果我們無法實時獲取多普勒頻率，則通過上式計算的高度值是不夠準(zhǔn)確的,或者說對測距誤差有影響。

相對于鋸齒波調(diào)制信號，采用三角波調(diào)制信號則可以消除多普勒頻率對測距的影響，減小測距誤差，且可實現(xiàn)對運動載體徑向速度的測量。

設(shè)三角波調(diào)制信號Φ(t)為：

如圖4所示為無多普勒效應(yīng)時對稱三角波調(diào)制的特性曲線。

圖4 對稱三角波調(diào)頻連續(xù)波雷達頻率-時間關(guān)系Fig.4 Frequency time relation of FMCW radar with symmetry triangular wave

根據(jù)上面的推導(dǎo)方式同樣可以得出運動載體的飛行高度為：

對于三角波調(diào)制信號，正向調(diào)制段得到的差拍信號頻率可以寫成：

負向調(diào)制段得到的差拍信號頻率可以寫成：

則目標(biāo)實際得到的差拍頻率為：

而由于載體運動引起的多普勒頻移為：

只要我們實時測量正向調(diào)制段和負向調(diào)制段的差拍信號頻率，則可以準(zhǔn)確計算出運動載體的相對高度值，而不受其因高度變化而產(chǎn)生的多普勒頻率的影響，同時根據(jù)公式：

還可計算出運動載體徑向的速度。

故此，我們選擇三角波調(diào)制信號的線性調(diào)頻連續(xù)波作為高度表的測量體制。

4 其它工作參數(shù)選擇與性能分析

4.1 工作頻率和發(fā)射信號帶寬

無線電高度表的工作頻率越高，所需的收發(fā)天線尺寸越小，越有利于設(shè)備的小型化。另一方面，工作頻率越高，射頻器件的成本越高。

為了得到較高的高度分辨力，高度表的發(fā)射信號帶寬應(yīng)盡可能大。另一方面，發(fā)射信號帶寬越大，要求的ADC采樣率越高，必然要求系統(tǒng)的數(shù)字信號處理能力越強，會增加信號采集與處理部分的成本。

針對IVS948模塊的主要性能指標(biāo)，這里選擇K波段作為工作頻段，中心頻點為24．125GHz，發(fā)射帶寬250MHz。

4.2 調(diào)制周期

高度表安裝在運動載體上，為了能夠精確測量載體距離海面（地面）的瞬時高度，要求調(diào)制周期越小越好，而調(diào)制周期越小，在信號帶寬一定的條件下調(diào)頻斜率則越大，這給調(diào)頻信號的產(chǎn)生帶來困難，容易導(dǎo)致調(diào)頻線性度不高，測量誤差增大。

另一方面，從工作原理可以看出，高度H是B、Tm和fb的三元函數(shù)。高度表的工作范圍在1m至300m之間，若選擇調(diào)制周期Tm不變，則差拍頻率的最大和最小值相差會達到300倍，要求差拍信號放大器的帶寬足夠?qū)挘@給高空條件下信號的檢測帶來很大的困難。

綜合考慮上述兩方面，我們在不同的飛行高度段選取不同的調(diào)制周期以減小差拍信號的帶寬，見表1。

表1 不同飛行高度段和調(diào)制周期對應(yīng)的差拍頻率Tab.1 Beat frequency corresponding to different flight height and modulation period

4.3 中頻信號帶寬

根據(jù)表1易知，當(dāng)不存在由于載體運動而引入的多普勒頻率分量時，差拍頻率的最大帶寬為20kHz。考慮載體的垂直飛行速度最大為100m/s，則由此引入的最大多普勒頻率為：

考慮留有一定余量，取中頻帶寬最大為100kHz。

4.4 接收機靈敏度

接收機靈敏度計算公式為：

式中：K——波爾茲曼常數(shù)；T——工作溫度；B——接收機的處理帶寬；F——接收機的噪聲系數(shù)；Smin——信號處理所需的信噪比。

通過對接收機的硬件設(shè)計，經(jīng)測試其噪聲系數(shù)F可做到5dB，Smin需達到13dB，則：

4.5 發(fā)射功率

所需的最小發(fā)射功率可通過式（17）計算：

式中：Ls——系統(tǒng)與傳輸損耗；Gt,Gr——發(fā)射和接收天線增益；λ——發(fā)射信號波長；α——散射系數(shù)；——波束寬度因子；Hmax——高度表工作的高度。

按照天線波束寬度大于10o×25o的要求，并考慮留有一定余量，取Gt=Gr=17dB，α=-13dB，θα=10°，Ls=3dB，則所需最小發(fā)射功率為：

要求的最小等效輻射功率為：

該值小于IVS948模塊的最大輸出功率26dBm。

4.6 接收機信號動態(tài)范圍

無線電高度表接收的是海面或地面的反射回波。在發(fā)射功率一定的條件下，接收機輸入信號的功率主要取決于雷達距離海面或地面的高度。根據(jù)系統(tǒng)的工作高度要求，按照高度計的雷達方程，對應(yīng)高度變化引起的接收信號功率變化約為49．5dB。

4.7 測高性能分析

采用線性調(diào)頻連續(xù)波體制進行測高，根據(jù)其工作原理，測量誤差主要由如下因素引起：

1）調(diào)制周期的不穩(wěn)定性；

2）射頻頻率源引入的調(diào)頻斜率非線性；

3）多普勒頻率；

4）差拍頻率的估計誤差。

采用DAC方式產(chǎn)生調(diào)制信號，Tm的不穩(wěn)定性僅與DAC的工作時鐘有關(guān)，取DAC的工作時鐘大于1MHz，則按照選定的最小調(diào)制周期1ms，對應(yīng)的調(diào)制周期誤差不到0．1%。

射頻頻率源引入的調(diào)頻斜率非線性將影響接收機混頻出來的差拍頻率的準(zhǔn)確性。為了提高測高性能，需要對射頻頻率源的非線性進行補償和校正，使整個帶寬內(nèi)的調(diào)頻非線性控制在0．5%以內(nèi)。

差拍頻率的估計誤差主要取決于信號處理方法，頻率估計誤差引入的測距誤差為：

當(dāng)要求ΔHf小于0．3m時，對應(yīng)要求頻率估計誤差小于25Hz。

5 軟件設(shè)計

系統(tǒng)軟件主要完成的任務(wù)是：設(shè)備自檢，設(shè)備狀態(tài)輸出，工作模式管理，接口管理。

系統(tǒng)軟件的總體流程如圖5所示。

圖5 系統(tǒng)軟件流程圖Fig.5 System software flow chart

5.1 自檢與校準(zhǔn)模式

系統(tǒng)自檢主要完成射頻前端和基帶信號產(chǎn)生與處理單元的自檢，包括：DSP運行狀態(tài)、DAC和ADC狀態(tài)、射頻前端的狀態(tài)。

系統(tǒng)校準(zhǔn)主要完成系統(tǒng)工作中心頻率和調(diào)頻斜率的校準(zhǔn)。

系統(tǒng)工作的中心頻率確定方法如下：由DSP從IVS948參考頻率輸出引腳讀取被1/X分頻的發(fā)射頻率fmuxout，再利用分頻比計算出IVS948的實際發(fā)射頻率，之后再根據(jù)與設(shè)定頻率之間的差值調(diào)整VCO的調(diào)諧電壓，使得最終發(fā)射信號的頻率與設(shè)定的頻率相一致。

發(fā)射信號的調(diào)頻斜率通過如下方法校準(zhǔn)：由DSP控制DAC產(chǎn)生恒定電壓，使IVS948在工作頻段內(nèi)產(chǎn)生不同頻點的單頻信號，由DSP從IVS948參考頻率輸出引腳讀出分頻頻率，并計算出實際發(fā)射頻率。DSP將這些實際頻率與DAC輸出電壓的對應(yīng)關(guān)系做成查找表存儲到FLASH中，無線電高度表在實際發(fā)射時根據(jù)該表對DAC輸出電壓進行調(diào)整，以補償VCO非線性的影響。

5.2 高度搜索模式

系統(tǒng)軟件在高度搜索模式時采用自適應(yīng)對消技術(shù)以提高收發(fā)間隔離度，并采用恒虛警（CFAR）檢測，其基本工作過程如下：首先，利用ADC采集到的數(shù)據(jù)進行自適應(yīng)對消后進行FFT運算［10］，計算信號的功率譜；其次，在高度區(qū)間對應(yīng)的范圍內(nèi)搜索功率譜上的最大峰值，并計算噪聲本底；然后，計算最大峰值與噪聲本底的比值，并與一個預(yù)先設(shè)定的門限進行比較，若連續(xù)三次超過門限，則判定搜索到目標(biāo)。一旦搜索到目標(biāo)即進入高度跟蹤模式。

在高度搜索模式下，調(diào)整的主要參數(shù)為調(diào)制周期和搜索的頻點范圍。

5.3 高度跟蹤模式

高度跟蹤模式是無線電高度表的主要工作模式，用于實現(xiàn)高度測量。

由于無線電高度表在實際使用過程中所接收到的回波是不同延遲、幅度上被目標(biāo)散射系數(shù)和天線方向圖加權(quán)了的大量回波的合成。當(dāng)海況較差或地面起伏不平、載體的飛行姿態(tài)做機動時，這時差拍頻率的最小值就不一定是天線天底點的高度了。為了克服這些不利因素的影響，系統(tǒng)軟件在高度跟蹤模式下采用如下方法對ADC采集信號進行處理：

1）對ADC采集的上掃頻回波信號進行FFT運算，計算功率譜；

2）將得到的功率譜與設(shè)定的門限進行比較，得到高于門限的一段頻譜區(qū)域；

3）對該段區(qū)域采用CZT算法進行頻譜局部細化，降低差拍信號頻譜上的頻率采樣間隔；

4）取過門限的最低差拍頻率附近有效帶寬B內(nèi)的頻點，并對這些差頻值進行加權(quán)平均，得到上掃頻的平均差頻值；

5）用同樣的方法求得下掃頻的平均差頻值；

6）利用高度與差頻值的對應(yīng)關(guān)系和估計得到的上下掃頻分別對應(yīng)的差頻值，計算實際高度，消除多普勒頻移的影響。

在高度跟蹤模式下，調(diào)整的主要參數(shù)是有效帶寬和加權(quán)系數(shù)。

6 試用情況

設(shè)備樣機研制完成后其外形尺寸為85mm×80mm×27mm（不計輸出接口連接器），總重量約為350g，功耗約為3．7W，輸出高度數(shù)據(jù)更新率為20Hz，高度輸出誤差不大于3．125cm，串口通信波特率為38400bps。其結(jié)構(gòu)示意圖如圖6所示。

圖6 設(shè)備結(jié)構(gòu)示意圖Fig.6 Schematic diagram of equipment structure

在經(jīng)過地面靜態(tài)測試和庫房吊高試驗后，利用國產(chǎn)某小型無人機結(jié)合任務(wù)飛行試驗對工程樣機進行了海上動態(tài)飛行測試，高度測量結(jié)果存儲在機載數(shù)據(jù)采集轉(zhuǎn)發(fā)盒中，該無人機爬升角為15°，下滑角為5°，轉(zhuǎn)彎角為30°，基本與高度表的波束寬度相同，機上裝有高精度高動態(tài)的GPS原始數(shù)據(jù)記錄設(shè)備，可事后進行差分數(shù)據(jù)處理。任務(wù)結(jié)束后對無線電高度表的測量結(jié)果數(shù)據(jù)進行了提取和事后處理，并與GPS差分高度數(shù)據(jù)處理結(jié)果進行了比對，兩組數(shù)據(jù)的對比曲線如圖7所示。

圖7 GPS差分高度與無線電高度表高度對比曲線Fig.7 Contrast curve between GPS difference height and radio altimeter height

通過對比可以看出，無線電高度表的測量結(jié)果與GPS差分高度數(shù)據(jù)在整個飛行段基本吻合，在100m高度附近測量誤差在±2m以下。

7 結(jié)束語

本收發(fā)一體式無線電高度表設(shè)計緊湊、結(jié)構(gòu)合理、體積小、重量輕、價格低、安裝使用方便，經(jīng)實際動態(tài)飛行測試，其測高誤差可達±2%H以下，滿足一般無人機的飛行控制要求，可推廣應(yīng)用于300m以下高度飛行的無人機飛行控制系統(tǒng)中。

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