歐春湘，吳智杰

(北京遙感設備研究所，北京 100854)

0 引言

在FH擴頻系統(tǒng)中，本地載波的跳變頻率必須與發(fā)送端的跳頻器產生的跳變頻率在時間上嚴格同步，才能準確地解調并將接收信號下變頻至基帶信號，然后從中解調出有用信號。同步過程就是對齊收發(fā)兩端時間和頻率的過程，以保證收發(fā)雙方碼相位和載波的一致性。因此，同步過程是FH擴頻系統(tǒng)的關鍵步驟，其性能直接影響到整個系統(tǒng)的性能[1]。

常用的跳頻同步方法有TOD(time of day)同步法、基于TOD的同步字頭法、快速掃描自同步法等[2]。TOD同步法適用于一般的通信環(huán)境，尤其是低跳頻速率環(huán)境，不適用于戰(zhàn)場等復雜環(huán)境中[3-5]?；赥OD的同步頭法是一種比較常用的同步方法，具有同步可靠、容易實現、同步搜索快等特點，但是這種同步方法同步字頭的隱蔽性能和抗干擾性比較差，一旦同步字頭受到干擾，則整個系統(tǒng)將無法工作[6-7]。自同步法可快速地從接收到的跳頻信號中提取同步信息，不需要同步頭，可以節(jié)省發(fā)送功率和帶寬，而且具有較強的抗干擾能力和組網靈活的優(yōu)點，但其同步時間比較長[8-11]。

本系統(tǒng)采用的跳頻同步方法包括初始同步和精確同步2級同步過程，初始同步是指利用TOD時間信息控制本地跳頻序列的輸出，使得本地跳頻序列與接收的跳頻序列在一定時間誤差范圍內保持一致;精確同步是利用偽碼同步結果對跳頻時間差進行補償，進一步消除TOD時間帶來的誤差以實現精確跳頻同步。該方法不僅解決了長碼帶來的存儲問題還實現了快速同步，且能夠達到很高的同步精度，因此具有很強的抗干擾性。

1 TOD初始同步

1.1 實現流程

TOD初始同步是實現跳頻同步的第一步，也是關鍵的一步[12-14]。首先利用整秒TOD時間信息映射到長周期m序列的狀態(tài)，再通過m序列來構造產生跳頻序列，實現流程如圖1所示。

m序列生成過程是指將當前時刻的時間信息轉換成與之對應的m序列的狀態(tài)。跳頻序列構造是通過改進的L-G模型構造跳頻序列，并進行寬間隔化處理實現的[15-16]。

1.2 m序列的生成

實現TOD初始同步的前提是利用m序列與時間的關系確定m序列在某一時刻的狀態(tài)。設置一年的0天0時0分0秒對應于m序列初始狀態(tài)，則時間軸與m序列碼片軸的整秒相位建立了確定的對應關系。利用TOD秒時間信息(簡稱秒信息)確定該秒信息對應的m序列的狀態(tài)，實現流程如圖2所示。

設m序列的級數為n，序列長度為L=2n-1。對于周期很長的跳頻序列，如果直接映射查找不僅很耗時且非常浪費資源，本系統(tǒng)將所有的跳頻頻率對應的跳頻序列進行分段存儲，尋址到段首地址后再循環(huán)移位到TOD時間對應的跳頻序列，不僅提高了計算速度，而且減小了資源占用量。

1.3 多級跳頻序列的構造

TOD時間存在一定的誤差，這將導致收發(fā)雙方的跳頻頻率時間差，將進一步影響后續(xù)的捕獲。為了消除TOD時間誤差帶來的影響，本系統(tǒng)產生具有一定時間間隔的多級跳頻序列，對應于后續(xù)的多通道第一級粗捕，相當于用邏輯資源換取了時間資源，以此提高了同步的速度，實現快速同步。

假設TOD時間誤差為±ΔtTOD(s)，跳頻速率為Rh(跳/s)，這將引起收發(fā)雙發(fā)±ΔtTOD·Rh跳的誤差。以τ1(s)作為多級跳頻序列之間的跳頻時間間隔，共需要2M1+1級跳頻序列。

M1=ΔtTOD/τ1.

(1)

以跳頻時間間隔τ1為0.5跳為例，每跳5個偽碼周期，秒信息對應的跳頻序列為X0，多級跳頻序列示意圖如圖3所示。為了方便描述僅畫出3列跳頻序列X-1,X0,X1，其中序列X-1和X1分別超前和滯后序列X0半跳?；疑糠直硎就惶l頻率，L表示一個偽碼周期。

2 偽碼同步輔助精確同步

TOD初始同步將時間信息鎖定在一定的范圍內，偽碼同步輔助跳頻同步是利用偽碼捕獲和跟蹤輸出的偽碼相位差，進一步調整本地跳頻序列以更加逼近接收到的跳頻序列。具體的實現流程如下。

2.1 實現流程

根據偽碼相位與跳頻序列之間的關系，利用捕獲、跟蹤得到的偽碼相位差相應地調整跳頻序列的時間差，使得收發(fā)雙方的跳頻頻率對齊。收發(fā)雙方跳頻時間差用整數碼片和小數碼片等價表示，其中整數碼片和小數碼片分別表示跳頻時間差含有的整數碼周期和小數碼周期。精確同步分為3步，包括1次整數碼片的校正和2次小數碼片的校正，具體的實現流程如圖4，5所示。

2.2 小數碼片的校正

小數碼片的校正是利用捕獲跟蹤的偽碼相位差相應地校正接收信號的采樣點數來實現的。設捕獲過程的時鐘頻率為fs，跟蹤過程的時鐘頻率為ft，捕獲和跟蹤得到的偽碼相位差分別為Δd1和Δd2(個)，對應的采樣點數為s1和s2，校正后的跳頻序列分別為R1和R2，則

s1=Δd1·fs/Rc,

(2)

s2=Δd2·ft/Rc.

(3)

由于捕獲過程的偽碼捕獲精度為Rc/fs，因此第1次補償后仍然存在Rc/fs個碼片范圍內的誤差。跟蹤的偽碼跟蹤精度為Rc/ft，其高于Rc/fs，因此第2次補償后小數碼片精度將提高至Rc/ft，由此達到了很高的同步精度。

假設接收信號的跳頻序列為R，序列R與本地跳頻序列X0時間差為T，其中包括相位差的偽碼周期整數部分Tinte和小數部分Tdec。R1為第1次補償后的接收信號跳頻序列，補償后的時間誤差為Tdec1，R2為第2次補償后的接收信號跳頻序列，補償后的時間誤差為Tdec2。時間誤差與偽碼碼片個數Δd1和Δd2之間的關系如式(4)，(5)所示。具體的補償示意圖如圖6所示。

Tdec-Tdec1=Δd1/Rc,

(4)

Tdec1-Tdec2=Δd2/Rc.

(5)

2.3 整數碼片的校正

為了校正整數碼片，以第1級粗捕選中的通道Z1為中心通道向時間前后各擴展M1個通道，共2M1+1個通道，各通道間隔時間為T1。由2.2節(jié)假設可知序列R與序列X0時間差最小，因此Z1為跳頻序列X0所在通道，令通道間隔為一個偽碼周期，更新后通道跳頻序列為Y，如圖7所示。將跳頻序列R2重新畫在圖中，從圖中可以看出，小數碼片補償后的接收信號跳頻序列R2與本地跳頻序列Y1時間差最小，時間上幾乎完全對齊，誤差精度為Rc/ft個碼片。整數碼片和小數碼片都校正后，收發(fā)雙方的跳頻序列實現了同步，完成了跳頻同步。

(6)

Y0=X0.

(7)

3 仿真結果與分析

(8)

為了驗證同步算法的可行性，首先在無噪聲的理想情況下進行仿真，設置多普勒頻率為0 Hz，TOD時間誤差在±1 ms內，連續(xù)仿真300次，對捕獲殘余時間差絕對值和跟蹤殘余時間差絕對值求統(tǒng)計平均值，仿真結果如圖9所示。由圖可知，捕獲殘余時間誤差絕對值在1.5 μs范圍內，經過跟蹤的進一步補償，殘余時間誤差絕對值降低至1 μs范圍內。

設置多普勒頻率為0，TOD時間誤差在±1 ms內，中頻信噪比為-17～-12 dB，在同一個信噪比下分別求捕獲和跟蹤的殘余時間差的均值和方差，得到如下2個柱狀圖，具體的殘余時間誤差標明在柱狀圖上方。由圖10可以看出，在同一信噪比下，跟蹤進一步降低了殘余時間誤差;捕獲和跟蹤的殘余時間差均值隨著信噪比的增加不斷減小。圖11顯示的是誤差方差的變化，從圖可知，跟蹤殘余時間差比捕獲的更加穩(wěn)定，且隨著信噪比的增加，捕獲和跟蹤的殘余時間差的波動越小。

為了驗證TOD偽碼同步輔助快跳頻同步方法的可行性和有效性，將該方法應用在直跳擴體制的彈載數據鏈系統(tǒng)中，只有在偽碼和載波同步的基礎上，數據鏈才能準確地傳輸信息，使得誤碼率在可以接受的范圍內。設置Eb/N0分別為2，4，6，8，10和12 dB，得到的誤碼率曲線如圖12所示。

由圖12可知，在Eb/N0為12 dB時，誤碼率能夠達到10-5，因此充分驗證了該同步算法的有效性和實用性。

4 結束語

本文在TOD同步法的基礎上提出了一種TOD和偽碼同步輔助跳頻同步的方法，TOD時間信息將收發(fā)雙發(fā)的時間誤差限制在一定范圍內，再利用對偽碼的捕獲和跟蹤結果，進一步提高了時間誤差的估計精度，達到了精確同步。通過實驗仿真可知，在跳頻速率高達3 125次/s、信噪比高于-13 dB時，偽碼同步輔助同步后的時間誤差在1 μs范圍內。本方法不僅解決了長碼帶來的存儲問題還實現了快速同步，且能夠達到很高的同步精度，因此具有很強的抗干擾性。

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