陳 志，張洪波，何奎龍

（四川九洲電器集團(tuán)有限責(zé)任公司預(yù)研部，綿陽 621000）

1 引言

在突發(fā)通信中，接收機(jī)接收到的信號可能來自不同的發(fā)射機(jī)，每個突發(fā)的同步參數(shù)都需要獨(dú)立估計。因此，突發(fā)OFDM傳輸系統(tǒng)一般都采用添加同步頭，通過犧牲一定的傳輸效率獲得可靠的同步性能。本文提出一種利用訓(xùn)練符號完成頻偏和定時估計的聯(lián)合算法，頻偏估計和校正先于定時，避免了殘余載波頻偏對定時同步的影響，定時估計不存在“平坦區(qū)”。仿真和系統(tǒng)實(shí)測表明，本文所采用的方法實(shí)時性好、魯棒性高、計算量少，具有較高的應(yīng)用價值。

2 同步訓(xùn)練序列的設(shè)計

OFDM系統(tǒng)的同步序列必須具有較低的峰均比，并且其頻譜形狀最好和數(shù)據(jù)部分形狀一致。本文采用Chu序列作基礎(chǔ)，按照下圖方式構(gòu)造同步訓(xùn)練序列：

圖1 同步訓(xùn)練序列結(jié)構(gòu)

同步訓(xùn)練序列總長度為8N，Chu1與Chu2為長度為N1的Chu序列優(yōu)選對，Chu1與Chu2具有接近理想的自相關(guān)和互相關(guān)特性。將Chu1序列作為重復(fù)樣式，重復(fù)7次用作頻偏估計。Chu2序列用作定時估計。

3 頻偏定時估計算法設(shè)計

3.1 頻偏估計與補(bǔ)償

由對于時域信號x[n]，ε大小的CFO會引起2πnε的相位偏移。對于圖1訓(xùn)練序列中的樣點(diǎn)有：

假設(shè)只考慮頻偏對接收信號的影響，送入同步估計電路的接收信號，其訓(xùn)練序列中的樣點(diǎn)、與大小為的絕對頻偏CFO滿足：

公式3中等號右邊的求和運(yùn)算在硬件實(shí)現(xiàn)時等效為匹配濾波，可以用FIR濾波器很方便的實(shí)現(xiàn)。如圖2所示，匹配濾波器的輸出分為兩路，一路送入延時電路，被延時N個采樣周期，然后取共軛后與未延時的另一路信號相乘。同時也求出這兩路信號的功率，當(dāng)他們的功率超出預(yù)定門限時，把其累加值送入由cordic模塊構(gòu)成的相位計算單元，計算得出相位。

圖2 頻偏估計電路實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)

4 計算機(jī)仿真

應(yīng)用MATLAB對頻偏定時算法進(jìn)行計算機(jī)仿真，本文所設(shè)計的OFDM系統(tǒng)主要參數(shù)及仿真條件為：符號率為25MHz；調(diào)制方式為OFDM+16QAM；載波頻偏為35kHz；多普勒頻偏為1K；采用兩條多徑的瑞利信道模型，主、副徑時延2.5μs，副徑功率比主徑低5dB；發(fā)送端數(shù)據(jù)波形延遲固定值100個符號，以驗證定時同步精度。

對1000幀突發(fā)數(shù)據(jù)的頻偏估計誤差進(jìn)行統(tǒng)計并繪制直方圖，圖4（a）、（b）、（c）分別為加性高斯噪聲信噪比為5dB、15dB、25dB時，本文算法的誤差統(tǒng)計結(jié)果：

圖4 頻偏估計誤差直方圖

在上述仿真條件下，圖5給出了采用本文算法的頻偏估計效果對比圖，其中星形實(shí)線與加號實(shí)線分別表示本文方法在頻偏為2.5kHz和5kHz時的頻偏估計平均誤差。

圖5 頻偏估計性能改進(jìn)

仿真實(shí)驗結(jié)果表明，頻偏估計算法能夠正確估計并補(bǔ)償載波頻偏。頻偏估計精度隨信噪比增加而提高，滿足設(shè)計要求，頻偏誤差估計精度相對于傳統(tǒng)算法有明顯提高。1000幀突發(fā)數(shù)據(jù)的定時估計脈沖產(chǎn)生時刻均與預(yù)設(shè)值一致，同步概率為100%。

5 結(jié)束語

本文提出一種適用于突發(fā)模式OFDM信號的快速時頻同步算法，該算法基于特定的同步訓(xùn)練序列，在提取定時脈沖之前，先校正系統(tǒng)頻偏，有利于提高同步精度。同時，本文還給出了所述算法的硬件電路及FPGA實(shí)現(xiàn)方法。仿真及系統(tǒng)實(shí)測表明，設(shè)計的頻率同步電路和定時同步電路結(jié)構(gòu)簡單、實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度低、實(shí)時性好、穩(wěn)定度高，具有較高的工程應(yīng)用價值。

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