王少石 官科 林雪 何丹萍 費(fèi)丹 黃邦彥 李廣愷 王龍河 艾渤

(1. 北京交通大學(xué) 軌道交通控制與安全國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,北京 100044;2. 北京市高速鐵路寬帶移動(dòng)通信工程技術(shù)研究中心,北京 100044)

引 言

第五代(5G)移動(dòng)通信技術(shù)一直是研究的熱點(diǎn),2015年6月,國(guó)際電信聯(lián)盟(International Telecommunication Union, ITU)明確了5G移動(dòng)通信系統(tǒng)的總體愿景,由“主要應(yīng)用場(chǎng)景”和“一組能力指標(biāo)”共同定義[1]. ITU研究表明,未來(lái)頻譜需求的缺口將高達(dá)1 GHz左右[2],可見(jiàn)5G未來(lái)的頻譜資源依然短缺,還需尋求開(kāi)發(fā)更多的頻譜資源[3-4]. 我國(guó)的IMT-2020 (5G)推進(jìn)組率先提出了未來(lái)頻譜的使用計(jì)劃[5],其中,低頻段(6 GHz以下)仍然是5G的核心頻段,且明確3.3～3.6 GHz為5G的試驗(yàn)頻段,并在2017 年之前完成相關(guān)頻段的試驗(yàn)工作.

憑借具有200 MHz連續(xù)頻譜的豐富帶寬資源,3.5 GHz頻段已成為全球的熱點(diǎn)頻率. 美國(guó)、英國(guó)、日本和澳大利亞等國(guó)家已經(jīng)于2016年啟動(dòng)了承4G、繼5G,3.5 GHz頻段的研究和商用工作[6]. 2017年3月,為快速構(gòu)建我國(guó)主推的3.5 GHz低頻段產(chǎn)業(yè)優(yōu)勢(shì),中國(guó)移動(dòng)前期積極開(kāi)展了面向3.5 GHz頻段的技術(shù)研究、標(biāo)準(zhǔn)制定以及產(chǎn)業(yè)聯(lián)合研發(fā)[7]. 對(duì)業(yè)內(nèi)首次基于5G基站覆蓋能力的測(cè)試,大唐采用了大規(guī)模天線技術(shù),在3.5 GHz頻段保持100 Mbit/s的下載速率同時(shí),覆蓋距離超過(guò)2 km[8]. 2017年6月, 工信部擬在3.3～3.6 GHz和4.8～5 GHz兩個(gè)頻段上部署5G并發(fā)布征求意見(jiàn)稿. 由此可見(jiàn),政策的指導(dǎo)可以使3.5 GHz試驗(yàn)頻段的研究方向更加明確.

信道特性分析對(duì)5G系統(tǒng)設(shè)計(jì)和性能評(píng)估的意義重大,充分掌握無(wú)線信道的特性,可以為運(yùn)營(yíng)商提供較為準(zhǔn)確的理論依據(jù). 因此,對(duì)這些頻段的信道特征進(jìn)行重新考量和深入研究是很有必要的. 獲取無(wú)線信道特性最為直接而精確的方法就是信道測(cè)量[9]. Jinhyung Oh[10]等測(cè)量了Dunsan-dong市區(qū)和ETRI郊區(qū)的3.5 GHz無(wú)線實(shí)時(shí)信道,并分析了路徑損耗、時(shí)延擴(kuò)展和信道容量等參數(shù)特性. Fusheng Huang[11]等給出了3.5 GHz和6 GHz城市微小區(qū)環(huán)境的視距和非視距下的無(wú)線信道特性. Sun Kun[12]等提出了2.3 GHz、2.6 GHz和3.5 GHz典型城市郊區(qū)環(huán)境下的經(jīng)驗(yàn)路徑損耗模型.

然而,3.5 GHz頻段的信道測(cè)量應(yīng)用于車(chē)聯(lián)網(wǎng)環(huán)境的研究成果較少. 目前,歐美國(guó)家采用的專用短程通信(Dedicated Short Range Communication, DSRC)技術(shù)以IEEE 802.11p標(biāo)準(zhǔn)為基礎(chǔ),且專屬無(wú)線頻率是5.9 GHz頻段內(nèi)的75 MHz頻譜[13-14],主要應(yīng)用在車(chē)聯(lián)網(wǎng)環(huán)境中. 中國(guó)于2016年開(kāi)展車(chē)聯(lián)網(wǎng)頻率規(guī)劃研究,并于2017年6月發(fā)布征求意見(jiàn)稿[15]. 因此,本文基于3.5 GHz的車(chē)聯(lián)網(wǎng)研究工作將有助于未來(lái)5G車(chē)聯(lián)網(wǎng)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)和性能評(píng)估.

基于上述分析,本文采用了基于矢量信號(hào)發(fā)生器和矢量信號(hào)分析儀搭建的頻域信道測(cè)量平臺(tái),在城市郊區(qū)環(huán)境下對(duì)3.5 GHz頻段進(jìn)行了車(chē)聯(lián)網(wǎng)場(chǎng)景的信道測(cè)量和仿真對(duì)比分析. 首先介紹了基于電波傳播的信道測(cè)量原理,隨后描述了測(cè)量系統(tǒng)、場(chǎng)景和路線,以及測(cè)量數(shù)據(jù)和仿真數(shù)據(jù)的對(duì)比,最后基于路徑損耗模型進(jìn)行對(duì)比分析并得出結(jié)論.

1 測(cè)量原理

1.1 移動(dòng)電波傳播原理概述

無(wú)線通信系統(tǒng)的性能主要受到移動(dòng)無(wú)線信道的制約,無(wú)線信道是連接發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的媒介.多徑效應(yīng),即從發(fā)射機(jī)到接收機(jī)存在多條路徑,信號(hào)在傳播過(guò)程中,可能經(jīng)過(guò)反射、繞射或散射,這也是無(wú)線信道和有線信道的區(qū)別所在. 另外,各徑上相位的快速變化將造成劇烈的干涉現(xiàn)象,從而導(dǎo)致接收信號(hào)強(qiáng)度發(fā)生變化而引起多徑衰落[16].

移動(dòng)無(wú)線信號(hào)的小尺度變化與無(wú)線信道的沖激響應(yīng)直接相關(guān),信道沖激響應(yīng)(Channel Impulse Response, CIR)涵蓋了所有用于模擬和分析信道的無(wú)線電傳播信息[17]. 假設(shè)CIR具有時(shí)不變性,則其模型可以簡(jiǎn)化為

(1)

式中:ai表示振幅;τ表示附加時(shí)延;θ表示附加相移;N為等間隔多徑分量的最大數(shù)目.

對(duì)小尺度信道建模時(shí),定義CIR幅度平方的平均值為功率延遲分布(Power Delay Profile, PDP),用于描述不同時(shí)延下接收信號(hào)的功率分配[18],如式(2)所示:

(2)

關(guān)于大尺度衰落,使用經(jīng)典的對(duì)數(shù)距離線性函數(shù)擬合路徑損耗[19],以dB為單位的平均路徑損耗模型如下:

(3)

1.2 頻域信道測(cè)量原理

對(duì)于統(tǒng)計(jì)信道模型,要通過(guò)大量的信道測(cè)量來(lái)獲取參考值,而對(duì)于確定性模型,則必須通過(guò)理論數(shù)據(jù)與實(shí)際測(cè)量數(shù)據(jù)的對(duì)比來(lái)預(yù)測(cè)質(zhì)量. 由于多徑效應(yīng)在小尺度衰落方面的重要性,因此,在進(jìn)行傳播測(cè)量時(shí)采用的是寬帶信道測(cè)量技術(shù). 常見(jiàn)的無(wú)線信道測(cè)量方法有周期脈沖探測(cè)法、濾波器技術(shù)和擴(kuò)頻相關(guān)法[20].由于頻域和時(shí)域存在著對(duì)應(yīng)關(guān)系,在頻域內(nèi)測(cè)量無(wú)線信道的CIR是完全可能的. 本文采用的測(cè)量方法即頻域信道探測(cè),矢量信號(hào)源的發(fā)射端發(fā)出某一頻率的信號(hào),經(jīng)無(wú)線傳輸后,送至矢量信號(hào)分析儀的接收端. 利用信道頻率響應(yīng)對(duì)應(yīng)在該頻點(diǎn)的相位和幅值,在測(cè)量頻帶內(nèi)重復(fù)上述過(guò)程,即得到信道頻率響應(yīng),經(jīng)過(guò)傅里葉反變換,最終得到信道的時(shí)域沖激響應(yīng). 頻域信道測(cè)量法實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單,正比于頻率步進(jìn)的間隔且受測(cè)量設(shè)備非線性的影響較小,可使測(cè)量成本降低. 另外,頻域測(cè)量系統(tǒng)由于信噪比更高的緣故,使得高分辨率信道測(cè)量經(jīng)常采用頻域測(cè)量法[21].

2 測(cè)量系統(tǒng)和場(chǎng)景

2.1 測(cè)量設(shè)備

基于頻域信道探測(cè)法搭建的信號(hào)源-頻譜儀測(cè)量系統(tǒng),發(fā)射端通過(guò)控制PC生成多載波信號(hào),再通過(guò)時(shí)域到頻域的轉(zhuǎn)換把多載波信號(hào)轉(zhuǎn)變成有規(guī)則的矩形脈沖信號(hào). 但是考慮到功率放大器的非線性影響,要對(duì)發(fā)射機(jī)的生成信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償,這樣經(jīng)過(guò)功率放大器就能得到不失真的信號(hào). 發(fā)射端的NI PXIe-5673E模塊將原始信號(hào)通過(guò)100 MHz 帶寬輸出,功率放大器將原始信號(hào)的功率放大至41 dBm左右并輸出. 接收端的NI PXIe-5668模塊利用寬帶矢量信號(hào)分析儀對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行實(shí)時(shí)采集. 考慮到存儲(chǔ)數(shù)據(jù)較大,故先對(duì)實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)進(jìn)行模塊讀取,然后再經(jīng)過(guò)磁盤(pán)陣列存儲(chǔ)以完成對(duì)實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)的保存. 信道測(cè)量的主體結(jié)構(gòu)如圖1所示. 關(guān)于收發(fā)端的天線配置如表1所示,天線仿真的方向圖如圖2和圖3所示,另外收發(fā)端天線屬于單輸入單輸出(Single-Input Single-Output, SISO) 系統(tǒng).

圖1 車(chē)聯(lián)網(wǎng)信道測(cè)量的主體框架圖

天線架設(shè)高度/m水平波瓣/(°)垂直波瓣/(°)工作頻段/GHz增益/dBi方向角/(°)下傾角/(°)板狀定向天線Tx2.559073.4～3.717東偏北8010雙錐全向天線Rx1.88360-2.0～180--

圖2 板狀定向天線圖

圖3 雙錐全向天線圖

本次測(cè)試的中心頻率為3.5 GHz,基帶采樣速率為125 MHz,采樣頻點(diǎn)數(shù)為1 024. 考慮到理想低通濾波器的物理不可實(shí)現(xiàn),為保證抽樣不失真,設(shè)置基帶采樣速率的0.8倍即為帶寬,測(cè)量帶寬為100 MHz. 可以推導(dǎo)出子載波間隔為0.12 MHz,最大多徑時(shí)延為8.19 μs,多徑分辨率為8 ns,從而得出可支持的移動(dòng)臺(tái)最高速度為6 277 km/h. 由此可知,該測(cè)試系統(tǒng)完全滿足高速移動(dòng)的條件和需求. 該系統(tǒng)連接簡(jiǎn)單、頻點(diǎn)可配置、測(cè)量時(shí)間短,可根據(jù)需求進(jìn)行車(chē)載測(cè)試.

2.2 測(cè)量場(chǎng)景和路線

選擇北京市海淀區(qū)中關(guān)村翠湖科技園云中心高里掌路作為測(cè)量區(qū)域,該地區(qū)屬于典型的城市郊區(qū)環(huán)境. 測(cè)量道路平坦且環(huán)境空曠,路兩側(cè)為低層建筑物,行人少且車(chē)輛少,即滿足測(cè)量的車(chē)對(duì)車(chē)場(chǎng)景需求. 因此,該區(qū)域基本滿足在發(fā)射機(jī)和接受機(jī)之間存在視距路徑的條件. 測(cè)量場(chǎng)景的衛(wèi)星圖如圖4所示,標(biāo)定黃色六角星即為發(fā)射機(jī)位置,圖示紅色箭頭方向規(guī)定為接收機(jī)運(yùn)動(dòng)正方向,與箭頭相反的方向即為接收機(jī)運(yùn)動(dòng)反方向. 路線1和路線2距離分別約為210 m、340 m,接收機(jī)(汽車(chē))沿著圖4中所示路線以70 km/h的速度來(lái)回行駛. 信道測(cè)量的天線實(shí)景圖如圖5所示.

圖4 測(cè)量場(chǎng)景的衛(wèi)星圖

圖5 收發(fā)端實(shí)測(cè)天線圖

2.3 收發(fā)端數(shù)據(jù)的存儲(chǔ)和分析

測(cè)量數(shù)據(jù)存儲(chǔ)格式為dat,每個(gè)dat文件中含有6 000個(gè)接收信號(hào)的同相分量和正交分量信息.因此,要把dat文件預(yù)處理成只含有同相分量(In-phase Component, IC)和正交分量(Quadrature Component, QC)信息的mat格式. dat文件前3個(gè)數(shù)類型為double型64位,依次是“采樣間隔”、“直流偏移”、“縮放因子”,剩下的即為IQ原始數(shù)據(jù),直接與縮放因子相乘即能提取相互交替的IQ原始數(shù)據(jù). 存儲(chǔ)接收信號(hào)的dat文件同時(shí)記錄了由GPS定位得到的接收機(jī)移動(dòng)過(guò)程中的經(jīng)緯度信息,將文件中的經(jīng)緯度信息提取出來(lái)可以在5～10 m精度范圍內(nèi)還原出接收機(jī)的移動(dòng)軌跡.

根據(jù)無(wú)線信道的可辨識(shí)性可知,接收機(jī)要滿足時(shí)域的奈奎斯特定理[22],即要以足夠快的速率對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行采樣,每個(gè)CIR可觀察的時(shí)延約為8.19

μs,滿足采樣要求. 通過(guò)頻域?yàn)V波(漢寧窗函數(shù))進(jìn)一步得到有效的參考信號(hào)函數(shù)X(f)和實(shí)測(cè)信號(hào)函數(shù)Y(f),兩者相除即得到信道傳輸函數(shù)H(f):

H(f)=Y(f)/X(f)．

(4)

由于所提供的參考信號(hào)經(jīng)過(guò)了功率放大器,因此由式(4)計(jì)算得到的信道傳輸函數(shù)H(f)所表征的信道信息實(shí)際包含了信道以及收發(fā)端天線增益,再通過(guò)傅里葉反變換即得到原始的CIR. 經(jīng)頻域?yàn)V波后,每個(gè)dat文件里的所有CIR均保留了821個(gè)有效頻點(diǎn),根據(jù)式(2)即可得到整個(gè)運(yùn)動(dòng)路線的PDP. 如圖6所示,取一段處于噪聲水平的PDP,在求取其平均功率值(門(mén)限值)的基礎(chǔ)上加6 dB即為最佳門(mén)限值[23],圖中紅線以下的PDP全部去除即可. 考慮到本次測(cè)量沒(méi)有絕對(duì)時(shí)延,只有相對(duì)時(shí)延,且前半段時(shí)延坐標(biāo)近3 000 ns,很明顯不合理,因此要把時(shí)延3 000 ns以前的部分去除以截取最佳的PDP數(shù)組. 以汽車(chē)正向行駛的路線1和2為例,為方便該場(chǎng)景后期的數(shù)據(jù)處理,每個(gè)dat文件每隔1 000個(gè)CIR取1個(gè)完整的CIR,由MATLAB生成1個(gè)821×4 080的CIR數(shù)組.

圖6 單個(gè)CIR的功率時(shí)延譜

3 信道仿真和對(duì)比分析

3.1 場(chǎng)景模型搭建

電波傳播的確定性建?；趥鞑C(jī)制的物理定律,通過(guò)追蹤每一條到達(dá)接收天線的射線,對(duì)各種傳播機(jī)理以及傳播環(huán)境的構(gòu)成成分進(jìn)行分析、闡釋、解構(gòu)與建構(gòu). 射線跟蹤方法是以電磁理論、幾何光學(xué)理論和幾何繞射理論為支撐,通過(guò)模擬射線(光線)的所有傳播路徑來(lái)確定電磁波傳播過(guò)程中各種傳播特性的一種方法[24]. 基于電磁理論計(jì)算路徑的傳播損耗;基于幾何光學(xué)理論來(lái)確定傳播過(guò)程中的反射、繞射和陰影等;而對(duì)于障礙物的繞射,通過(guò)引入繞射射線來(lái)補(bǔ)充幾何光學(xué)理論. 由于傳輸環(huán)境的復(fù)雜性,一般都會(huì)采用以射線跟蹤法為基本技術(shù)的確定性建模.

射線追蹤法主要有鏡像法、發(fā)射射線法等. 發(fā)射射線法計(jì)算量大、費(fèi)時(shí),更適合于面狀覆蓋的移動(dòng)通信場(chǎng)景. 鏡像法是一種點(diǎn)對(duì)點(diǎn)的預(yù)測(cè)方法,計(jì)算精度和預(yù)測(cè)效率較高,在軌道交通場(chǎng)景中應(yīng)用前景相對(duì)前者更為廣闊. 基于鏡像法和發(fā)射射線法形成了3D射線光學(xué)信道模型的確定性建模理論和方法,同時(shí)需要建立相對(duì)準(zhǔn)確的數(shù)據(jù)庫(kù). 由北京交通大學(xué)自主研發(fā)的3D射線跟蹤仿真器,可以用于對(duì)不同場(chǎng)景和不同配置的信道進(jìn)行仿真. 仿真器可以追蹤計(jì)算在多徑信道下電磁波從發(fā)射端到接收端產(chǎn)生的各種類型的多徑信息,輸出空時(shí)頻域相關(guān)的仿真結(jié)果. 其中僅每條徑就可輸出11個(gè)參數(shù),包括徑的類型、反射階數(shù)、到達(dá)時(shí)間、傳輸距離、到達(dá)角和離開(kāi)角等. 利用這些仿真結(jié)果,可以進(jìn)一步萃取出信道的大小尺度參數(shù),如接收功率、萊斯K因子、時(shí)延擴(kuò)展、多普勒擴(kuò)展、相干帶寬、相干時(shí)間和極化系數(shù)等.

關(guān)于射線跟蹤仿真器的建模流程,首先需要構(gòu)建與實(shí)際測(cè)量相一致的天線模型以及場(chǎng)景模型;其次對(duì)必要的仿真參數(shù)進(jìn)行配置,如中心頻率、帶寬、采樣間隔、收發(fā)機(jī)位置信息以及期望計(jì)算和觀察的多徑類型等;最后將包含必要輸入信息的文件轉(zhuǎn)換為仿真器內(nèi)核可識(shí)別的統(tǒng)一格式后,即可對(duì)多徑信道中的多徑進(jìn)行追蹤和計(jì)算.射線跟蹤仿真器需要一個(gè)與實(shí)際場(chǎng)景高度匹配的幾何模型輸入,為了與此次信道測(cè)量數(shù)據(jù)進(jìn)行對(duì)比,實(shí)現(xiàn)實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)與仿真數(shù)據(jù)的雙向驗(yàn)證,本次利用Sketch Up軟件對(duì)測(cè)量場(chǎng)景進(jìn)行3D模型重建,進(jìn)而生成射線跟蹤仿真器可識(shí)別的json文件作為場(chǎng)景輸入. 根據(jù)實(shí)地調(diào)研獲取的場(chǎng)景整體特征信息以及建筑物尺寸、道路寬度等數(shù)據(jù),實(shí)現(xiàn)了測(cè)量場(chǎng)景的搭建. 重建的場(chǎng)景除了在幾何特征上要實(shí)現(xiàn)與實(shí)際環(huán)境最大程度的相似之外,各組成物體的表面材質(zhì)也需要與實(shí)際相切合,因?yàn)椴煌牟馁|(zhì)具有不同的介電常數(shù),在仿真過(guò)程中會(huì)對(duì)多徑的傳輸能量產(chǎn)生影響. 圖7為實(shí)地拍攝的測(cè)量場(chǎng)景圖,測(cè)量的路線圖參照?qǐng)D4即可. 本次車(chē)聯(lián)網(wǎng)信道測(cè)量選取的場(chǎng)景較為開(kāi)闊,建筑物分布規(guī)律且遮擋物較少,道路寬度為14 m,建筑物高度約為15～20 m,路段1樓間距為10 m,路段2樓間距為8 m. 在測(cè)量過(guò)程中可以保證收發(fā)機(jī)間存在一條穩(wěn)定的直射徑,圖8是根據(jù)實(shí)地采集的尺寸數(shù)據(jù)重建的測(cè)量場(chǎng)景模型圖.

圖7 測(cè)量實(shí)景圖

圖8 Sketch Up場(chǎng)景模型搭建圖

3.2 仿真參數(shù)配置

關(guān)于收發(fā)端的天線模型搭建,參照實(shí)際測(cè)量天線的設(shè)置參數(shù)生成仿真所用的天線json文件作為射線跟蹤仿真器天線模型輸入. 根據(jù)2.1節(jié)表1提供的天線配置參數(shù),使用計(jì)算機(jī)仿真技術(shù)(Computer Simulation Technology, CST)微波工作室[25]的軟件對(duì)收發(fā)端天線進(jìn)行仿真功率的計(jì)算. 關(guān)于發(fā)射端的板狀定向天線的仿真分析,最大輻射方向?yàn)閤軸方向,最大增益為16.93 dBi,此天線屬于雙極化天線. 關(guān)于接收端的雙錐全向天線的仿真分析,z軸為雙錐天線的對(duì)稱軸,最大輻射方向?yàn)閤y軸方向球面法線外方向,最大方向性增益為2.90 dBi,極化方向?yàn)棣确较?φ方向最大增益小于-36.91 dBi.

關(guān)于本次車(chē)聯(lián)網(wǎng)信道測(cè)量的環(huán)境搭建,射線跟蹤仿真器需要設(shè)置必要的參數(shù)輸入,如中心頻率、帶寬、收發(fā)機(jī)位置等信息.為了方便實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)與仿真數(shù)據(jù)的對(duì)比,仿真器的參數(shù)配置按照測(cè)量方案進(jìn)行配置,表2所示為發(fā)射端采用板狀定向天線和接收端采用雙錐全向天線的仿真參數(shù)配置,在這種配置下

分別進(jìn)行了收發(fā)機(jī)位置固定.接收機(jī)沿測(cè)量方案所設(shè)計(jì)的移動(dòng)路徑方式(即為路線2)進(jìn)行仿真建模,如圖8所示,并與實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)進(jìn)行對(duì)比.

表2 仿真參數(shù)配置

3.3 定點(diǎn)測(cè)量數(shù)據(jù)與仿真數(shù)據(jù)對(duì)比及仿真器校正

測(cè)量獲取了8個(gè)定點(diǎn)位置下的信道測(cè)量數(shù)據(jù),通過(guò)實(shí)測(cè)結(jié)果和仿真結(jié)果的對(duì)比,可以實(shí)現(xiàn)對(duì)仿真器輸入場(chǎng)景模型的幾何校正以及場(chǎng)景模型中所使用到的材料的參數(shù)校正. 利用Sketch Up軟件搭建的場(chǎng)景模型與實(shí)際測(cè)量環(huán)境會(huì)存在位置和距離上的誤差. 測(cè)量與仿真中設(shè)置的信道帶寬均為100 MHz,電磁波以光速進(jìn)行傳播,因此若位置和距離上的誤差大于3 m,實(shí)測(cè)提取多徑時(shí)延與仿真得到的多徑時(shí)延就會(huì)產(chǎn)生偏差. 以此為標(biāo)準(zhǔn)對(duì)實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)和仿真數(shù)據(jù)的多徑時(shí)延進(jìn)行對(duì)比,調(diào)整仿真器輸入場(chǎng)景模型以實(shí)現(xiàn)場(chǎng)景模型幾何誤差在3 m之內(nèi).

通信環(huán)境中反射體表面材質(zhì)的電磁參數(shù)會(huì)影響電磁波到達(dá)接收端的能量,因此,若仿真器采用的材料庫(kù)中各材料的電磁參數(shù)與實(shí)際測(cè)量環(huán)境中所涉及材質(zhì)的電磁參數(shù)不符,會(huì)導(dǎo)致實(shí)測(cè)結(jié)果與仿真結(jié)果的能量上產(chǎn)生差別. 通過(guò)在合理范圍內(nèi)修改射線跟蹤仿真器材料庫(kù)中材料的電磁參數(shù)使仿真數(shù)據(jù)與實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)相對(duì)應(yīng),實(shí)現(xiàn)仿真器材料參數(shù)校正. 下面以兩個(gè)定點(diǎn)位置為例進(jìn)行對(duì)比和校正. 另外,以下章節(jié)的時(shí)延均為相對(duì)時(shí)延.

3.3.1 場(chǎng)景一

第一個(gè)定點(diǎn)位置測(cè)量中收發(fā)機(jī)間的水平距離約為67 m,如圖9所示,仿真場(chǎng)景標(biāo)識(shí)了收發(fā)機(jī)的位置以及仿真器追蹤到的多徑.

圖9 第1組定點(diǎn)收發(fā)機(jī)位置以及仿真追蹤的多徑

通常直射徑和反射徑是接收信號(hào)能量的主要貢獻(xiàn)成分,同時(shí)考慮到散射徑在全部觀察時(shí)延范圍內(nèi)均有分布,若對(duì)比時(shí)考慮散射徑則不易分辨主要多徑成分,因此在進(jìn)行幾何校正時(shí)只考慮主要多徑成分的對(duì)比. 首先是對(duì)于實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)的多徑提取,根據(jù)帕塞瓦爾定理,得到參考信號(hào)功率為22.07 dBm.

圖10(a)是根據(jù)實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)繪制的CIR曲線.圖10(b)是實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)中提取主要多徑成分的方法,即提取出CIR曲線中閾值之上的峰值和凸起值作為主要可分辨多徑,這里將反射徑定為信道中的主要多徑成分,而且為接收能量的主要貢獻(xiàn)者. 圖10(c)為按照?qǐng)D10(b)中所示的方法提取的多徑及對(duì)應(yīng)時(shí)延,可見(jiàn)在100 ns內(nèi)的多徑的能量比較顯著.因此圖10(d)截取了100 ns之內(nèi)的主要多徑成分以供與后面的仿真數(shù)據(jù)進(jìn)行對(duì)比.

關(guān)于射線跟蹤仿真器輸出多徑的合并,射線跟蹤仿真器可以計(jì)算得到每條多徑的傳輸時(shí)間以及功率.為了與實(shí)測(cè)結(jié)果對(duì)應(yīng),需要對(duì)多徑進(jìn)行合并,如圖11(a)為仿真器輸出多徑及時(shí)延,圖11(b)為根據(jù)時(shí)間分辨率合并得到的多徑及時(shí)延.

(a) 實(shí)測(cè)CIR曲線 (b) 實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)多徑提取方法

(c) 實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)多徑提取結(jié)果 (d) 100 ns內(nèi)的實(shí)測(cè)多徑圖10 實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)反射徑提取

(a) 多徑輸出 (b) 多徑合并圖11 射線跟蹤仿真器多徑輸出及合并

圖12(a)為仿真器校正前的對(duì)比結(jié)果,可見(jiàn)在時(shí)延和功率上存在明顯差異.圖12(b)為進(jìn)行了幾何校正后的對(duì)比結(jié)果,100 ns內(nèi)的多徑在時(shí)延上完全吻合,但在功率值上存在差別. 圖12(c)為完成幾何校正和材料參數(shù)校正后的對(duì)比結(jié)果,從圖中可以看出實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)和仿真數(shù)據(jù)在時(shí)延和功率上均可對(duì)應(yīng),兩組數(shù)據(jù)的平均絕對(duì)誤差為0.45 dB,標(biāo)準(zhǔn)偏差為0.23 dB. 圖13為100 ns內(nèi)沒(méi)有設(shè)置閾值所有多徑成分的對(duì)比,計(jì)算得到實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)與仿真數(shù)據(jù)的平均絕對(duì)誤差為4.27 dB,標(biāo)準(zhǔn)差為4.48 dB.

(a) 校正前仿真與實(shí)測(cè)對(duì)比

(b) 幾何校正后仿真與實(shí)測(cè)對(duì)比

(c) 幾何和材料參數(shù)校正后仿真與實(shí)測(cè)對(duì)比圖12 仿真器校正對(duì)比圖

圖13 實(shí)測(cè)多徑和仿真多徑對(duì)比圖

3.3.2 場(chǎng)景二

第二個(gè)定點(diǎn)位置測(cè)量中收發(fā)機(jī)間的水平距離約為100.50 m,圖14所示為場(chǎng)景二收發(fā)機(jī)部署及追蹤的多徑. 利用場(chǎng)景一校正得到的場(chǎng)景模型和材料庫(kù)對(duì)場(chǎng)景二進(jìn)行仿真,得到的對(duì)比結(jié)果如圖15(a)所示. 由于場(chǎng)景二中存在一部分反射體在場(chǎng)景一中沒(méi)有被校正,因此主要多徑在時(shí)延和能量上存在差別,進(jìn)而對(duì)未被校正的建筑物進(jìn)行位置校正,得到如圖15(b)所示的對(duì)比圖,計(jì)算得到的平均絕對(duì)誤差為1.73 dB,標(biāo)準(zhǔn)差為1.58 dB. 圖16為100 ns內(nèi)沒(méi)有設(shè)置閾值全部多徑成分的對(duì)比結(jié)果,平均絕對(duì)誤差為4.90 dB,標(biāo)準(zhǔn)差6.05 dB.

圖14 第2組定點(diǎn)收發(fā)機(jī)位置以及仿真追蹤的多徑

(a) 幾何校正前對(duì)比 (b) 幾何校正后對(duì)比圖15 場(chǎng)景二實(shí)測(cè)多徑與仿真多徑對(duì)比圖

圖16 100 ns內(nèi)全部多徑成分的對(duì)比結(jié)果

3.4 動(dòng)態(tài)測(cè)量數(shù)據(jù)與仿真數(shù)據(jù)對(duì)比及參數(shù)分析

選取正向路線2中汽車(chē)行駛的一段動(dòng)態(tài)測(cè)量數(shù)據(jù),以相同的配置進(jìn)行仿真,通過(guò)對(duì)幾何場(chǎng)景和材料參數(shù)校正,進(jìn)行動(dòng)態(tài)實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)與仿真數(shù)據(jù)的對(duì)比.

根據(jù)式(3),可以計(jì)算出實(shí)測(cè)和仿真兩組數(shù)據(jù)的路徑損耗(近地參考距離d0設(shè)置為1 m),圖17為實(shí)測(cè)和仿真的路徑損耗擬合曲線．?dāng)M合得到的路損系數(shù)及陰影衰落標(biāo)準(zhǔn)差和仿真相對(duì)于實(shí)測(cè)的相對(duì)誤差如表3所示,相對(duì)于測(cè)量場(chǎng)景而言,仿真和測(cè)量的路徑損耗系數(shù)差值為0.12,相對(duì)誤差為6.4%,陰影衰落標(biāo)準(zhǔn)差的差值為0.29 dB,相對(duì)誤差為5.6%,從而有效地證明了校正后的仿真器在信道仿真中的

圖17 路徑損耗曲線及擬合曲線

精確度. 由于多徑的影響,測(cè)量與仿真的路損系數(shù)均低于自由空間路損系數(shù)2. 同時(shí),文獻(xiàn)[26]在城市郊區(qū)場(chǎng)景下5.9 GHz 車(chē)聯(lián)網(wǎng)信道測(cè)量的路損參數(shù)如表3所示,以此和本文的3.5 GHz城市郊區(qū)場(chǎng)景下的車(chē)聯(lián)網(wǎng)信道測(cè)量數(shù)據(jù)對(duì)比,由此發(fā)現(xiàn)5.9 GHz的路損參數(shù)比3.5 GHz要小,由此也驗(yàn)證了本文工作的必要性.

表3 路徑損耗擬合參數(shù)對(duì)比

4 結(jié) 論

本文主要完成了3.5 GHz車(chē)聯(lián)網(wǎng)信道測(cè)量、信道仿真以及與實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)進(jìn)行對(duì)比的工作.得到的結(jié)論如下:

1) 關(guān)于信道測(cè)量:車(chē)聯(lián)網(wǎng)通信是當(dāng)前5G研究的熱點(diǎn)問(wèn)題,需滿足測(cè)量環(huán)境是動(dòng)態(tài)環(huán)境、車(chē)輛高速移動(dòng)和相對(duì)低的收發(fā)天線高度等條件.在“V-to-X”場(chǎng)景下開(kāi)展3.5 GHz信道的研究工作,選擇城市郊區(qū)街道環(huán)境和利用頻域信道測(cè)量法對(duì)信道進(jìn)行測(cè)量. 分析結(jié)果表明:3.5 GHz 頻段在城市郊區(qū)環(huán)境中具有良好的傳播特性. 在測(cè)量的中心頻段上,這是本文與以往5.9 GHz車(chē)聯(lián)網(wǎng)研究工作的不同之處．

2) 關(guān)于信道的仿真對(duì)比分析:以正向路線2測(cè)量場(chǎng)景所得到的數(shù)據(jù)為例,根據(jù)射線跟蹤器的仿真流程,首先按照實(shí)際測(cè)量環(huán)境進(jìn)行了場(chǎng)景模型搭建以及天線模型的構(gòu)建. 其次遵照測(cè)量的基本參數(shù)對(duì)仿真器的參數(shù)等信息進(jìn)行設(shè)置. 由于場(chǎng)景模型的重建會(huì)存在距離和位置上的誤差,因此根據(jù)定點(diǎn)測(cè)量數(shù)據(jù)對(duì)仿真器輸入的幾何模型進(jìn)行了校正. 此外,環(huán)境中反散射體表面材料的介電常數(shù)會(huì)影響多徑的能量差別,在進(jìn)行幾何校正后根據(jù)多徑功率實(shí)現(xiàn)了材料庫(kù)參數(shù)的校正. 利用校正后的幾何模型和材料庫(kù)對(duì)接收機(jī)沿正弦路線2移動(dòng)的場(chǎng)景進(jìn)行仿真并與實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)進(jìn)行接收功率的對(duì)比,進(jìn)而對(duì)二者的路徑損耗進(jìn)行了對(duì)比,結(jié)果充分地驗(yàn)證了射線跟蹤仿真器在信道仿真中的有效性和準(zhǔn)確性. 同時(shí),利用射線跟蹤仿真器生成的仿真數(shù)據(jù)與實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)進(jìn)行對(duì)比,也是本文研究工作的特色之處．

3) 本文測(cè)量和仿真數(shù)據(jù)的分析結(jié)果表明,3.5 GHz 頻段在未來(lái)5G通信中具有較為廣闊的應(yīng)用前景. 同時(shí),本文的研究?jī)?nèi)容將為未來(lái)5G車(chē)聯(lián)網(wǎng)頻段的選擇和網(wǎng)絡(luò)規(guī)劃提供可靠的研究依據(jù)和寶貴的信道信息.

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