李 博 張代潤(rùn)

近年來，隨著環(huán)境污染和能源危機(jī)的問題不斷加劇，可再生能源得到了廣泛的關(guān)注和應(yīng)用，而隨著這些分布式可再生能源的不斷接入電網(wǎng)，作為能量變換所需的逆變器裝置在傳統(tǒng)配電網(wǎng)中的地位越來越重要[1-3]。傳統(tǒng)電壓型逆變器具有降壓的能力，其輸出的交流線電壓的峰值不能超過直流側(cè)電壓，但在一些可再生能源的應(yīng)用領(lǐng)域如光伏、燃料電池具有較低的輸入電壓，在這些場(chǎng)合中要求輸出的交流電壓要高于直流側(cè)電壓[4-6]。

Split源逆變器是一種單級(jí)結(jié)構(gòu)的逆變器，其可實(shí)現(xiàn)逆變和升壓的作用，并且具有輸入電流連續(xù)的優(yōu)點(diǎn)，可適用于輸入電壓低于輸出電壓的可再生能源場(chǎng)合[7-8]。對(duì)于三相 Split源逆變器，可采用與傳統(tǒng)電壓型逆變器完全相同的SVPWM調(diào)制策略。針對(duì)在傳統(tǒng)SVPWM調(diào)制策略下電感電流具有較多的低頻分量，本文研究了一種改進(jìn)的SVPWM調(diào)制策略。該策略能夠有效減少電感電流低頻分量，并且可以進(jìn)一步提高逆變器的升壓能力。

1 三相Split源逆變器工作原理

三相Split源逆變器主電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。

由圖1可知，與傳統(tǒng)的電壓型逆變器相比，三相Split源逆變器多了3個(gè)二極管、一個(gè)電感和一個(gè)電容，它的直流側(cè)通過電感進(jìn)行升壓，電感與逆變器橋臂的輸出端通過3個(gè)二極管相連，由于存在電感的升壓作用，因此逆變器的輸入電壓 Ui要高于UD，從而達(dá)到提高逆變器輸出電壓的目的。

三相Split源逆變器共有8種工作狀態(tài)，為分析方便，定義開關(guān)函數(shù)sk，k=a、b、c，令s=1為上開關(guān)管開通，下開關(guān)管關(guān)斷。s=0為上開關(guān)管關(guān)斷，下開關(guān)管開通，則工作狀態(tài)可用開關(guān)函數(shù)來描述。三相Split源逆變器的工作狀態(tài)如圖2所示。

圖2 三相Split源逆變器的工作狀態(tài)

由圖2可知，在工作狀態(tài)“011”中，電源通過與a相連接的二極管以及對(duì)應(yīng)下開關(guān)管對(duì)電感進(jìn)行充電，“101”、“110”狀態(tài)與“011”狀態(tài)相同；在工作狀態(tài)“001”中，電源通過與 ab兩相連接的二極管以及對(duì)應(yīng)下開關(guān)管對(duì)電感進(jìn)行充電，“010”、“100”狀態(tài)與“001”狀態(tài)相同；在工作狀態(tài)“000”中，電源通過與三相連接的二極管以及下開關(guān)管對(duì)電感進(jìn)行充電；而只在工作狀態(tài)“111”中，電感通過與三相連接的二極管及上橋臂對(duì)電容進(jìn)行放電；即在8種狀態(tài)中，該逆變器通過7種狀態(tài)來為電感充電，而只有“111”一種狀態(tài)使電感放電，同時(shí)對(duì)直流側(cè)電容充電。

2 改進(jìn)SVPWM調(diào)制策略

2.1 SVPWM調(diào)制

對(duì)于三相Split源逆變器，可采用與傳統(tǒng)電壓型逆變器相同的SVPWM來進(jìn)行調(diào)制，為了使輸出諧波相對(duì)較低，可采用七段式的SVPWM合成方式。

圖3中空間電壓矢量將平面分為6個(gè)扇形區(qū)域，以第一扇區(qū)為例，圖4為七段式SVPWM在第一扇區(qū)內(nèi)一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的開關(guān)序列，其中T0、T7為零矢量作用時(shí)間。由前述分析可知，T7作用時(shí)間即為逆變器中電感L放電時(shí)間，記為td，而其余時(shí)間為電感L充電時(shí)間，記為tc。因此電感L的充電占空比D為

由文獻(xiàn)[9-10]可知，SVPWM調(diào)制方式中調(diào)制比m與各個(gè)矢量在一個(gè)開關(guān)周期作用時(shí)間關(guān)系為

圖3 空間電壓矢量分區(qū)

圖4 七段式SVPWM開關(guān)序列

式中，θ 為空間電壓矢量 V與 V1之間的夾角，且θ =ωt，ω 為基波角頻率。

由式（1）、式（2）可推得與調(diào)制比 m與占空比D的關(guān)系，即

由式（3）可知電感 L的充電占空比 D并不是恒定的，它是一個(gè)變量，頻率為基波頻率的6倍，根據(jù)函數(shù)關(guān)系可算出D的平均值為

根據(jù)電感磁通平衡和電容電荷平衡，可計(jì)算出逆變器輸入電壓Ui與UD、Dav之間的關(guān)系為

代入式（4），可得

由于在線性調(diào)制區(qū)內(nèi)Dav恒小于1，因此逆變器輸入電壓 Ui大于直流側(cè)電壓 UD，可起到升高輸入電壓的作用。

2.2 改進(jìn)SVPWM調(diào)制

由上述的傳統(tǒng)七段式SVPWM調(diào)制方法可知，在一個(gè)周期內(nèi)電感的充電占空比D是一個(gè)隨時(shí)間不斷變化的量，鑒于充電占空比D的變化，在電感電流iL中也引入了一些低頻分量，為了消除這些低頻分量以及進(jìn)一步增加逆變器的輸入電壓，可以采用一種改進(jìn)的SVPWM調(diào)制策略，這種調(diào)制策略同時(shí)可以將Split源逆變器的升壓能力達(dá)到最大。

改進(jìn)SVPWM調(diào)制策略將電感L的充電占空比D恒定為最大值Dmax，即把電感的放電時(shí)間td固定為一個(gè)最小值Tm，由下式?jīng)Q定

而由式（3），可根據(jù)函數(shù)關(guān)系計(jì)算出Dmax，即

代入式（7），可得

而放電狀態(tài)只在“111”的零矢量狀態(tài)實(shí)現(xiàn)，其余零矢量作用時(shí)間由“000”狀態(tài)完成，作用時(shí)間為

式中，Tz為零矢量作用時(shí)間。

因此，改進(jìn)SVPWM調(diào)制策略的關(guān)鍵在于只通過改變零矢量的分配方式，而不改變其余狀態(tài)的作用時(shí)間，重新分配零矢量后的SVPWM調(diào)制策略在第一扇區(qū)內(nèi)一個(gè)開關(guān)周期的開關(guān)序列如圖5所示。

圖5 改進(jìn)SVPWM開關(guān)序列

在第一扇區(qū)內(nèi)，并不改變“100”和“110”狀態(tài)的作用時(shí)間即T1、T2，而將T7的作用時(shí)間固定為Tm，T0的作用時(shí)間為除去T7以外剩余的零矢量作用時(shí)間。各開關(guān)狀態(tài)的順序也不發(fā)生改變，只是改變了零矢量狀態(tài)的作用時(shí)間。

其余扇區(qū)的時(shí)間分配與第一扇區(qū)情況相同，只是T1、T2的作用時(shí)間代表的狀態(tài)不同，如在第三扇區(qū)內(nèi)，T1、T2分別代表開關(guān)狀態(tài)“010”、“011”的作用時(shí)間，其零矢量的開關(guān)狀態(tài)的作用時(shí)間與第一扇區(qū)相同，T7的作用時(shí)間仍固定為Tm。圖6為改進(jìn)SVPWM在第三扇區(qū)的開關(guān)序列。

圖6 改進(jìn)SVPWM在第三扇區(qū)開關(guān)序列

通過采用改進(jìn)SVPWM調(diào)制策略，同樣可計(jì)算出逆變器輸入電壓Ui與UD、Dmax之間的關(guān)系為

代入式（8），可得

比較式（6）和式（12）可知，當(dāng) m相同時(shí)，采用改進(jìn) SVPWM 調(diào)制策略后逆變器輸入電壓 Ui更高。

3 仿真分析

在 Matlab/Simulink平臺(tái)建立三相 Split源逆變器仿真模型，并對(duì)SVPWM及改進(jìn)SVPWM兩種調(diào)制策略進(jìn)行仿真分析，仿真參數(shù)設(shè)置為：輸入直流電源UD=100V，直流側(cè)電感L=2.2mH，直流側(cè)電容C=75μF，交流側(cè)濾波電感 Lf=1mH，交流側(cè)濾波電容 Cf=20μF，交流負(fù)載電阻 R=10Ω，開關(guān)頻率fc=10kHz，調(diào)制比m=0.6。

圖7為在SVPWM和改進(jìn)SVPWM調(diào)制策略下逆變器輸入電壓Ui波形。由圖可知，在相同的調(diào)制比和開關(guān)頻率下，SVPWM調(diào)制下Ui約為460V，改進(jìn)SVPWM調(diào)制下Ui約為500V，因此改進(jìn)SVPWM調(diào)制下的逆變器輸入電壓Ui明顯更高，這說明通過對(duì)零矢量的重新分配，提高了逆變器的升壓能力。

圖7 兩種調(diào)制策略下逆變器輸入電壓波形

圖8 、圖9分別為SVPWM調(diào)制和改進(jìn)SVPWM調(diào)制下的輸出線電壓 Uab波形及相應(yīng)的諧波分析，由圖可知改進(jìn)SVPWM調(diào)制下輸出線電壓更高，由改進(jìn)前的278V提高為298V，并且輸出電壓的THD也有所降低。這說明改進(jìn)SVPWM調(diào)制策略改善了輸出電壓波形，對(duì)直流電源的利用率也更高。

圖10為兩種調(diào)制方式下電感電流iL的波形。從圖中可看出，在SVPWM調(diào)制下電感電流iL中含有較多低頻分量，而在改進(jìn)SVPWM調(diào)制下這些低頻分量已經(jīng)基本被消除，這對(duì)于電路中無源元件的選取是有利的。

圖8 SVPWM調(diào)制下輸出線電壓波形及諧波分析

圖9 改進(jìn)SVPWM調(diào)制下輸出線電壓波形及諧波分析

固定開關(guān)頻率為 10kHz，改變調(diào)制比為 m，可得出在不同調(diào)制比下兩種調(diào)制策略的輸出特性，見表1和表2。

由表1可知，隨著調(diào)制比m的增大，兩種調(diào)制方式的輸出線電壓都隨之增加，其中改進(jìn) SVPWM增加的幅度更大，且m越大，相比SVPWM方式，改進(jìn)SVPWM的輸出線電壓更高，其數(shù)值符合式（6）和式（12）。由表 2可知，在不同調(diào)制比 m下，改進(jìn) SVPWM 的輸出線電壓的 THD特性都優(yōu)于SVPWM方式。

圖10 兩種調(diào)制策略下電感電流波形

表1 兩種調(diào)制下輸出線電壓的對(duì)比

表2 兩種調(diào)制下THD的對(duì)比

4 結(jié)論

本文研究了一種三相 Split源逆變器的改進(jìn)SVPWM調(diào)制策略，首先介紹了三相Split源逆變器的基本工作原理和傳統(tǒng)七段式SVPWM調(diào)制策略，通過對(duì)傳統(tǒng)SVPWM中零矢量的重新分配，得到了一種改進(jìn)的SVPWM調(diào)制策略，并對(duì)其原理進(jìn)行理論推導(dǎo)和仿真分析，并與傳統(tǒng)SVPWM控制方法進(jìn)行對(duì)比研究。仿真結(jié)果表明，在相同的調(diào)制比和開關(guān)頻率下，改進(jìn)SVPWM控制方法具有更少的電感電流低頻分量，并具有更高的升壓能力和更好的輸出波形，提高了逆變器的輸出電壓，增加了直流電源的利用率。在相同的開關(guān)頻率下，逐漸增大調(diào)制比m，改進(jìn)SVPWM控制方法的輸出電壓增幅更大，且THD特性更優(yōu)。

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