白天彤，郭小舟，張譯文

模塊化多電平AC/AC變流器的分層控制策略研究

白天彤，郭小舟，張譯文

基于對變流系統(tǒng)單相模塊化多電平AC/AC變流器（AC/AC-MMC）工作原理的分析，提出了一種上層基于D-Q解耦的電壓、電流雙閉環(huán)控制，底層基于諧波注入的輸出端控制以及基于排序法的電容電壓平衡控制的分層控制策略，結(jié)合載波移相PWM調(diào)制技術(shù)組成了針對AC/AC-MMC的分層控制系統(tǒng)，并基于CRH5型動車額定參數(shù)，于Matlab/Simulink平臺下搭建了仿真模型，仿真結(jié)果驗證了理論分析的正確性以及所設(shè)計的分層控制系統(tǒng)的有效性。

AC/AC變流器；模塊化多電平；分層控制策略；諧波注入；電容電壓平衡

0 引言

自模塊化多電平變流器（Modular Multilevel Converter，MMC）投入應用以來，已在高壓直流輸電（HVDC）、靜止同步補償器（STATCOM）等高電壓、大容量變流器的應用中成為研究熱點[1]。

文獻[2]提出了基于模塊化多電平AC/AC變換器（AC/AC-MMC）的電力電子變壓器（PET），無中間直流環(huán)節(jié)，只含一個中頻變壓器，相比于傳統(tǒng)牽引變壓器以及PET拓撲可更有效減小裝置體積及重量，功率變換模式更為簡單，但文獻并未給出詳細控制策略。文獻[3～7]對AC/AC-MMC進行了相關(guān)探索，如文獻[3]提出一種基于數(shù)字控制方法的電流預測控制技術(shù)，文獻[4]提出橋臂電流的直接控制策略，文獻[5]通過在每個橋臂上增加一個隔離型DC/DC變換器的輔助電路來平衡電容電壓，文獻[6，7]只給出了實驗結(jié)果。

目前，國內(nèi)外針對應用在電力機車中的全橋子模塊AC/AC-MMC的研究尚不完善。本文中筆者分析了AC/AC-MMC的工作原理并建立平均周期模型，給出一種分層控制策略，該控制策略可以實現(xiàn)輸入端網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)為1，輸出端為中頻方波且電容電壓均衡的控制目標。

1 AC/AC-MMC的工作原理及模型建立

電力機車牽引用單相MMC系統(tǒng)采用直接AC/AC變換模式，電路模型如圖1所示。每個橋臂由若干個全橋子模塊級聯(lián)組成，橋臂可以看成一個受控電壓源，等效電路如圖2所示。

穩(wěn)態(tài)工作時電路具有嚴格的對稱性，變換器輸出端與輸入端相互獨立，電壓、電流平均分配在各個橋臂上，并滿足如下關(guān)系：

式中，ux(x=1,2,3,4)為橋臂端口電壓；ix為橋臂電流，方向見圖2；un、in為網(wǎng)側(cè)電壓、電流；io、uo為輸出電流、電壓；us為四象限變換器輸出信號，與網(wǎng)側(cè)電源電壓、電感電壓矢量關(guān)系滿足四象限變換器的矢量三角形關(guān)系，即

圖1 單相AC/AC模塊化多電平電路模型

電路在穩(wěn)態(tài)工作時，當in＞0：若uo＜0，根據(jù)式（1）可知u1=u4＞u2=u3，MMC各支路電流方向如圖2（a）所示，其中i1=i4=(|in|-|io|)/2，i2=i3=(|in|+|io|)/2；若 uo＞0，可知 u1=u4＜u2=u3，MMC各支路電流方向如圖2（b）所示，其中i1=i4=(|in|+|io|)/2，i2=i3=(|in|-|io|)/2。in＜0時同理可推。

圖2 MMC工作原理

由于AC/AC-MMC的輸出側(cè)為中頻方波，故可以取消傳統(tǒng)的工頻變壓器，改用體積更小、重量更輕、效率更高的中頻變壓器進行隔離，后端接全橋整流器，其工作原理類似隔離型DC/DC變換器的副邊移相過程。

2 分層控制策略

2.1 D-Q解耦的前端四象限變換器控制

由于MMC的上下橋臂與網(wǎng)側(cè)組成了一個等同于級聯(lián)多電平的四象限變換器，故MMC的上層控制策略可采用四象限變換器常用的控制方法，并采用D-Q解耦的直接電流控制，控制流程如圖3所示。

圖3 四象限變換器的D-Q解耦控制流程

其中，電壓外環(huán)同時也是系統(tǒng)子模塊電容電壓均值控制環(huán)，反饋信號為所有子模塊電容電壓的平均值Ucave，則網(wǎng)側(cè)交流電壓的調(diào)制信號ds在D-Q坐標下的分量分別為

基于D-Q解耦的雙閉環(huán)控制能夠使有功、無功分離，使網(wǎng)側(cè)交流信號直流化，從而也可消除PI控制所帶來的穩(wěn)態(tài)誤差問題。

2.2 基于排序法的電容電壓平衡控制

在半橋MMC系統(tǒng)中，普遍采用傳統(tǒng)排序法對電容電壓進行平衡控制，通過直接控制目標子模塊的開關(guān)信號，使橋臂中電壓最高的子模塊放電，電壓最低的子模塊充電。

本文敘述的MMC系統(tǒng)采用如圖4所示的全橋子模塊，相比半橋電路，電容工作狀態(tài)增加了旁路狀態(tài)，故需重新設(shè)計排序法程序，具體算法如下：

（1）將所有電容電壓經(jīng)升序變換器排序。

（2）分別求出所有子模塊SM1—SMN開關(guān)管S1、S2開關(guān)信號的和，記為l1、l2。

（3）判斷橋臂電流信號ix的方向。

a.若ix＞0，橋臂x吸收能量。

當l1=n（0≤n＜N），說明該橋臂中至多有n個子模塊電容投入到吸收電能的過程中，將前n個開關(guān)S1的信號置1，做充電準備；再判斷l(xiāng)2，若l2=m，此時將后m個子模塊開關(guān)S2的信號置1，則后m個子模塊電容將均處于放電或旁路狀態(tài)。

b.若ix＜0，橋臂x釋放能量。

當l1=n，則該橋臂至多有n個子模塊電容投入到釋放電能的過程中，此時將后n個子模塊開關(guān)S1的信號置1，做放電準備；再判斷l(xiāng)2，若l2=m，此時將前m個子模塊開關(guān)信號置1，則此時后N-m個子模塊處于放電或旁路狀態(tài)。

圖4 MMC子模塊電路

2.3 基于諧波注入法的輸出電壓控制

對于級聯(lián)H橋多電平變換器以及常見的多電平矩陣變換器，通常采用載波移相SPWM技術(shù)（CPS-SPWM）進行調(diào)制，生成多電平疊加的交流信號。該控制方式簡單易實現(xiàn)，且載波移相技術(shù)能夠很大程度提高開關(guān)管的等效開關(guān)頻率，減少輸出信號的諧波含量。

但AC/AC-MMC輸出端為中頻方波，直接通過CPS-SPWM技術(shù)生成的不規(guī)則電平很難疊加成理想的方波信號，在此，結(jié)合以矩陣變換器的諧波注入方式來消除特定諧波的思想[8]，并利用AC/AC-MMC的對稱結(jié)構(gòu)，提出一種諧波注入控制策略，通過向四象限變換器的調(diào)制信號ds注入中頻方波信號ur，使新的橋臂調(diào)制信號為

式中，ds為經(jīng)D-Q解耦控制后生成的正弦調(diào)制信號；|ur(t)|=Mr是幅值為Mr、頻率為fr的中頻方波。從中“提取”出橋臂多電平信號中的方波信號，底層調(diào)制依然采用CPS-SPWM技術(shù)。

值得注意的是，當Mr=x/N（x=1,…N-1）時，通過式（5）的諧波注入調(diào)制方法，可以使每個橋臂的端電壓滿足式（1），從而得到所需的中頻方波信號；當Mr≠x/N時，式（1）則不成立。根據(jù)變換器的對稱結(jié)構(gòu)，最后輸出電壓為

式中，H為由于系統(tǒng)其他因素而引起的諧波信號，理想情況下為0。

可見輸出的中頻方波幅值為|uo|=2xUC，并且含有因電容電壓脈動而引起的二次及高次諧波。通過分層控制，得到MMC開關(guān)信號。AC/AC-MMC控制流程如圖5所示。

圖5 AC/AC-MMC控制流程

3 仿真驗證

根據(jù)上述理論分析，基于CRH5型動車額定參數(shù)，于Matlab/Simulink平臺下搭建仿真模型，仿真參數(shù)如表1所示。

表1 仿真參數(shù)

圖6為網(wǎng)側(cè)電壓、電流波形圖，為方便觀察，網(wǎng)側(cè)電壓un在示波器中縮小了200倍；網(wǎng)側(cè)電流in的諧波含量及諧波分布如圖7所示，可見網(wǎng)側(cè)電流THD值為1.72%，畸變率在3%以內(nèi)，滿足電能質(zhì)量國家標準要求，但由于四象限變換器本身的電路特性，使得網(wǎng)側(cè)電流不可避免地含有3次諧波。

圖6 輸入電壓（縮小200倍）、電流波形

圖7 網(wǎng)側(cè)電流諧波含量及分布

圖8 為輸入側(cè)有功、無功功率波形圖，由于四象限變換器本身特性，有功功率不可避免存在二次脈動，而在D-Q解耦控制下的無功功率趨近于0。

圖9所示為所有子模塊電容在排序法平衡控制下的電壓波形，可見子模塊電容電壓均衡，效果較理想。

圖8 輸入側(cè)有功、無功功率波形

圖9 所有子模塊電容電壓波形

圖10 為當諧波信號Mr=1/7，fr=2 000 Hz時的輸出電壓波形，可見符合式（6）的分析結(jié)果。由于Mr=1/7，代表每個橋臂的7個子模塊中有1個子模塊投入到輸出電壓，對應其余6個模塊投入到四象限變換器的多電平電壓中。交流多電平電壓us波形如圖11所示，由于采用CPS-SPWM技術(shù)，減去1個作用于輸出端子模塊，理論上等效電平數(shù)應為2×6+1=13個，從圖11可見仿真結(jié)果符合該理論值。

圖10 輸出電壓波形

圖11 交流側(cè)多電平電壓波形

圖12 —圖15分別為網(wǎng)壓波動以及諧波指令變化時的相關(guān)變量波形。圖12為在0.4 s時電網(wǎng)電壓有效值由25 kV突變到30 kV的輸入電壓（波形縮小200倍）、輸入電流波形，可以看出，分層控制策略下的系統(tǒng)響應較快，網(wǎng)側(cè)電流能夠迅速調(diào)整達到穩(wěn)定，并且保持網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)為1。圖13為電網(wǎng)電壓在0.7 s時突變?yōu)?5 kV的系統(tǒng)所有子模塊電容電壓波形，可見無論網(wǎng)壓如何波動，子模塊電容電壓總能在0.1 s內(nèi)重新達到穩(wěn)定，但由于系統(tǒng)功率的變化，子模塊電容電壓的二次脈動幅度也產(chǎn)生了相應變化。

圖12 網(wǎng)壓突變時輸入電壓、電流波形

圖13 網(wǎng)壓波動時所有子模塊電容電壓波形

圖14 是諧波指令由Mr=1/7，fr=2 000 Hz突變?yōu)镸r=2/7，fr=1 000 Hz時的輸出電壓波形，可以看出，指令信號幅值翻倍后，輸出電壓幅值對應翻倍。圖15為對應的諧波指令突變后系統(tǒng)子模塊電容電壓波形，可見系統(tǒng)在0.2 s內(nèi)重新達到穩(wěn)定。由此可以判斷，系統(tǒng)輸出、輸入的分層控制策略具有較強的獨立性。

圖14 諧波指令突變時輸出電壓波形

圖15 諧波指令突變時所有子模塊電容電壓波形

4 結(jié)語

基于對機車牽引采用的單相AC/AC-MMC進行理論分析，提出一種分層控制策略，包括輸入端四象限變換器的D-Q解耦控制、輸出端基于諧波注入的控制以及子模塊電容電壓的排序法平衡控制。其中所提出的電容電壓平衡控制算法控制效果理想，使分層控制系統(tǒng)的輸出端與輸入端相互獨立。最后，通過在Matlab/Simulink平臺下的仿真研究，驗證了控制策略的有效性。

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Based on analyzing the working principle of single phase modularized multiple level AC/AC converter(AC/AC-MMC)of converter system,the paper puts forward a hierarchical control strategy,by which its upper layer is being under D-Q decoupling based voltage and current dual closed loop control,its bottom layer is being under the harmonic injection based output end control and the ranking method based capacitor voltage balance control,the simulation model is established under Matlab/Simulink platform on the basis of composition of AC/AC-MMC hierarchical control system combined with carrier phase shift PWM modulation technology,and on the basis of rated parameters of CRH5 EMU,the simulation results show the correctness of the theoretical analysis and effectiveness of the designed hierarchical control system.

AC/AC converter;modularized multiple level;hierarchical control strategy;harmonic injection;capacitor voltagebalance

U224.2+2

A

1007-936X(2017)06-0004-05

10.19587/j.cnki.1007-936x.2017.06.002

白天彤.西南交通大學電氣工程學院，碩士研究生；

郭小舟.西南交通大學電氣工程學院，教授；

張譯文.西南交通大學電氣工程學院，碩士研究生。

2017-02-10