張文文+劉子龍+夏紀(jì)冬

摘要：分析常規(guī)Boost型單周控制的功率因數(shù)校正器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)原理和輸入等效電路，指出常規(guī)單周控制的功率因數(shù)校正器存在隨著變換器功率等級(jí)和開關(guān)頻率的提高，系統(tǒng)的通態(tài)損耗顯著增大，從而導(dǎo)致系統(tǒng)整體效率降低。提出一種改進(jìn)型功率因數(shù)校正器，分析了改進(jìn)型Boost電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和基本原理，以及電路的單周控制方程，給出了該電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中主要元器件參數(shù)選取的理論依據(jù)。對(duì)控制系統(tǒng)中的PI調(diào)節(jié)器的設(shè)計(jì)進(jìn)行了理論分析，并將控制系統(tǒng)校正為典型的Ⅱ型系統(tǒng)，以提高系統(tǒng)的抗干擾性能和穩(wěn)定性，并且制作150UA的樣機(jī)驗(yàn)證設(shè)計(jì)系統(tǒng)的正確性。關(guān)鍵詞：功率因數(shù)校正；單周期控制；電路拓?fù)洌环€(wěn)定性DOI：10.11907/rjdk.162679中圖分類號(hào)：TP301文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：16727800（2017）0040018040引言 隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，越來越多的電力整流器投入電網(wǎng)使用，在為電力行業(yè)帶來利益的同時(shí)，也給電網(wǎng)注入大量諧波。APFC（Active Power Factor Correction）有源功率因數(shù)校正器已成為眾多學(xué)者的研究熱點(diǎn)。傳統(tǒng)的Boost型功率因數(shù)校正器電路受MOS管開關(guān)頻率fm限制[15]，而基于OCC（One Cycle Control）的功率因數(shù)校正電路無需乘法器和檢測(cè)輸入電壓電路，很多學(xué)者對(duì)單相和三相都提出了基于單周變換的PFC電路?；跍?zhǔn)穩(wěn)態(tài)控制原理，OCC PFC變換器可以視為在單周開關(guān)內(nèi)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行的DC-DC變換結(jié)構(gòu)。若從輸入端控制相電壓和相電流的比值為一個(gè)常數(shù)，則可以將功率因數(shù)值的大小近似為1。目前，大部分研究主要集中在電源頻率為f1（50Hz）的情況下，即橋式整流器后接Boost電路，功率校正電路可以去掉橋式整流器后面的大濾波電容C，整流器后面輸出的電壓為正弦半波，Boost變換器將正弦半波電壓轉(zhuǎn)換成穩(wěn)定的直流電壓，且穩(wěn)定的電壓值比正弦半波的最大幅值電壓稍高，其核心本質(zhì)是監(jiān)控整流后的半波電壓，使電流跟蹤電壓。Boost變換器將沿正弦半波曲線上升和下降的不同電壓轉(zhuǎn)換成直流電壓的原理為：在周期T內(nèi)，開關(guān)管S1導(dǎo)通一段時(shí)間TON，電感L儲(chǔ)能，當(dāng)開關(guān)管S1關(guān)斷時(shí)，電感L的極性會(huì)顛倒。當(dāng)電感L同名端的電壓上升到高于輸入電壓Vin，開關(guān)管S1關(guān)斷時(shí)，在TON儲(chǔ)能期間，電感L通過VD給負(fù)載提供能量，這種變換器的輸出—輸入電壓關(guān)系式如下：功率因數(shù)校正電路的主要任務(wù)是利用Boost變換器將沿正弦半波上升和下降的電壓轉(zhuǎn)換成穩(wěn)定的、比輸入正弦電壓最大幅值稍高的直流電壓輸出。功率因數(shù)校正電路第二個(gè)電路的主要任務(wù)是檢測(cè)輸入電網(wǎng)的電流，并使其變成輸入電網(wǎng)電壓同相位的正弦[7-8]。其主要原理是控制芯片將電網(wǎng)中的采樣電流和基準(zhǔn)正弦波電流進(jìn)行比較，兩個(gè)正弦波的差值將產(chǎn)生誤差電壓。由誤差電壓來調(diào)節(jié)導(dǎo)通電壓，從而使電網(wǎng)電流采樣與基準(zhǔn)正弦電流有同樣的幅值和相位。在圖1中，在正弦整個(gè)周期中，4個(gè)橋式整流器總會(huì)有兩個(gè)開關(guān)器件導(dǎo)通，后級(jí)部分不管在正弦正半軸還是負(fù)半軸都會(huì)有MOS管或是續(xù)流二極管導(dǎo)通，從而任何時(shí)刻都有3個(gè)開關(guān)器件導(dǎo)通。隨著開關(guān)器件的增多和開關(guān)頻率的增大，開關(guān)損耗PS會(huì)增大，整個(gè)系統(tǒng)損耗Pz也將增加，從而使整體效率降低。為了解決這個(gè)問題，本文從OCC PFC的電路結(jié)構(gòu)方面進(jìn)行分析，提出一種改進(jìn)型的OCC PFC電路，能夠提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性和抗干擾性能。1常規(guī)OCC PFC變換器輸入等效電路及分析本文主要分析單相OCC PFC電路，圖1給出了單相OCC PFC電路的主要拓?fù)鋱D，在一個(gè)周期內(nèi)輸出電壓Uo可以視為恒定不變的量，整個(gè)控制器輸出的穩(wěn)態(tài)值為Um，其中RS為輸入電網(wǎng)的采樣電阻，電壓控制的傳遞函數(shù)為HV（S）。2改進(jìn)型PFC電路工作原理根據(jù)文獻(xiàn)[5]提出的改進(jìn)型PFC電路，如圖3所示，分析該電路原理?？梢詫㈦娐吩谡麄€(gè)電路周期內(nèi)分解為4種狀態(tài)電路圖[9-12]，正弦電壓正半周的等效電路如圖4所示。在圖4（a）電路中，交流電流對(duì)電感L進(jìn)行充電，閉合開關(guān)MOS管S1，VD4受控導(dǎo)通，在該狀態(tài)下電容CO向負(fù)載提供能量；當(dāng)關(guān)閉MOS管S1，其等效電路如圖4（b）所示，電感L極性反相，S2反并聯(lián)寄生二極管受控導(dǎo)通，對(duì)負(fù)載進(jìn)行供電，同時(shí)對(duì)電容CO進(jìn)行充電。正弦電壓負(fù)半周時(shí)，其電路工作時(shí)的等效電路如圖5所示。其工作原理如下：在圖5（c）電路中，MOS管S2閉合導(dǎo)通，流過開關(guān)管S1反并聯(lián)二極管，同時(shí)電容Co向負(fù)載供電；當(dāng)開關(guān)管S2關(guān)斷時(shí)，等效電路如圖5（d）所示，電感L的極性會(huì)反相，VD2受控導(dǎo)通，向負(fù)載提供能量，同時(shí)給輸出電容CO提供能量，S1反并聯(lián)二極管受控導(dǎo)通?；谝陨戏治觯Ｒ?guī)單周控制的功率因數(shù)校正器，在任何周期內(nèi)都有3個(gè)開關(guān)器件導(dǎo)通，改進(jìn)型的功率因數(shù)校正器在任何周期內(nèi)有兩個(gè)開關(guān)器件導(dǎo)通，由于MOS管S1和S2共同接地，故無需外加隔離電路，驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)單。由于功率損耗較低，故適用于中功率和大功率應(yīng)用場(chǎng)合。〖JP〗3改進(jìn)型功率因數(shù)校正電路主要控制原理單周控制的核心思想是在每個(gè)周期內(nèi)使開關(guān)變量的平均值和控制對(duì)象的參考量成比例[13]。由于開關(guān)管驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)單且頻率為固定不變的量，本電路設(shè)計(jì)PWM驅(qū)動(dòng)電路時(shí)選擇輸出為兩路相反的PWM電路，圖6為改進(jìn)型功率因數(shù)校正結(jié)構(gòu)圖。對(duì)于公式（9）中UP電壓的采集，可以用電阻分壓法采集負(fù)載端電壓，與設(shè)定好的參考電壓Uref用運(yùn)放作差得到差值Ue，差值通過PI調(diào)節(jié)器輸出Um。將得到的Um與Us作減法與運(yùn)算放大器構(gòu)成的積分器作比較器，當(dāng)輸出值達(dá)到兩者之差時(shí)，比較器輸出翻轉(zhuǎn)，積分器同時(shí)會(huì)被復(fù)位信號(hào)復(fù)位[14]。4單周控制PI調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)5實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)驗(yàn)證對(duì)于以上數(shù)據(jù)分析，設(shè)計(jì)一臺(tái)150UA改進(jìn)型單周控制的PFC樣機(jī)。直流輸出電壓Uo=50V，負(fù)載采用直流電子負(fù)載儀器，在恒流檔位狀態(tài)下，電流為3A，受控MOS管開關(guān)頻率為20KHz；電感L=2mH，直流側(cè)Co=2 200uF。其輸出調(diào)節(jié)參數(shù)為：τ1=25ms，τ2=8ms，τ3=3.6ms，K=3 333.3。本實(shí)驗(yàn)測(cè)試采用IV8711可編程直流電子負(fù)載測(cè)試儀，編程到恒流檔位3A，整個(gè)系統(tǒng)調(diào)試電路如圖8所示。未校正的電路電流波形失真十分嚴(yán)重，可以用THD（總諧波失真）參數(shù)的數(shù)值大小來衡量。經(jīng)計(jì)算，未校正前其THD為78.4%，進(jìn)行單周控制的PFC電路，校正后的功率因數(shù)下降到8.33%。利用150UA實(shí)驗(yàn)樣機(jī)測(cè)量輸入電壓，電流波形圖如圖9所示。電流波形失真嚴(yán)重，系統(tǒng)的功率因數(shù)較低。加入改進(jìn)型的功率因數(shù)校正系統(tǒng)后，系統(tǒng)波形如圖10所示，輸入電流波形跟蹤電壓，輸入側(cè)測(cè)量功率因數(shù)達(dá)到0.993。為了驗(yàn)證輸出電路的效率問題，本電路測(cè)量了多組數(shù)據(jù)，將其效率曲線與常規(guī)單周控制的功率因數(shù)校正器的輸出效率曲線進(jìn)行了比較。從數(shù)據(jù)上看，加入改進(jìn)型的功率因數(shù)校正系統(tǒng)后，提高了系統(tǒng)效率，如圖11所示。6結(jié)語 本文采用改進(jìn)型的基于單周控制的功率因數(shù)校正電路，先介紹了常規(guī)單周控制電路的系統(tǒng)電路圖，并對(duì)單周功率因數(shù)校正電路進(jìn)行原理性的推導(dǎo)，介紹了常規(guī)功率因數(shù)校正電路的主要設(shè)計(jì)步驟。其中有兩個(gè)主要任務(wù)，一是將輸入正弦半波轉(zhuǎn)換成穩(wěn)定的直流電壓，且穩(wěn)定的直流電壓值比輸入正弦半波的幅值稍高；二是檢測(cè)輸入端的電流，跟蹤輸入端的電壓[15]。由于其在整個(gè)周期內(nèi)，電路內(nèi)開關(guān)管始終有3個(gè)導(dǎo)通，導(dǎo)致其效率不高。為了解決該問題，本文提出改進(jìn)型的功率因數(shù)校正電路，給出了系統(tǒng)設(shè)計(jì)的原理圖，建立了單周控制方程，并對(duì)其中最重要的PI控制器進(jìn)行了設(shè)計(jì)，并用公式推導(dǎo)其設(shè)計(jì)思想。最后設(shè)計(jì)了一臺(tái)150W基于改進(jìn)型的單周控制的功率因數(shù)校正器，測(cè)量電路的電壓和電流波形，與未進(jìn)行功率因數(shù)校正的電路波形相比，效率提高了2%～5%。本文設(shè)計(jì)思想同樣適用于單周控制的FCATS裝置。參考文獻(xiàn)：[1]毛鵬，謝少軍，許愛國(guó)，等.單周期控制PFC變換器電流相位滯后及補(bǔ)償[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2010，25（12）：111117.[2]WANG S，RUAN X，YAO K，et al.A flickerfree electrolytic capacitorless ACDC LED driver[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2012，27（11）：45404548.[3]WANG B，RUAN X，YAO K，et al.A method ofreducing the peaktoaverage ratio of LED current for electrolytic capacitorless ACDC drivers[J].IEEE Transactions on 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