杜志俠 章秀銀 鄭艷華

摘要

無線能量傳輸可以擺脫線纜的限制，實現(xiàn)傳感器的遠(yuǎn)距離無線充電、無電池設(shè)備的低功率能量收集等。首先介紹了無線能量傳輸?shù)难芯恳饬x和工作原理，接著引出了其接收端的整流電路效率易受到輸入功率波動影響的問題，并簡要介紹了目前的一些解決方案；在此基礎(chǔ)上介紹了3種采用無源網(wǎng)絡(luò)減小對輸入功率敏感的整流電路結(jié)構(gòu)，這些結(jié)構(gòu)能使電路在更寬的功率范圍內(nèi)實現(xiàn)高效率整流；最后展望了微波整流電路未來的一些研究方向。關(guān)鍵詞無線能量傳輸；整流電路；高效率；寬功率范圍

中圖分類號TM461；TN622

文獻(xiàn)標(biāo)志碼A

收稿日期20161121

資助項目國家自然科學(xué)基金（61671210）；廣東省自然科學(xué)基金（2015A030310249）

作者簡介杜志俠，男，博士生，主要研究方向為微波電路、無線能量傳輸。

章秀銀（通信作者），男，博士，教授，2014年國家優(yōu)秀青年科學(xué)基金獲得者，教育部長江青年學(xué)者，中組部萬人計劃青年拔尖人才，主要研究方向為微波電路與天線、LTCC、無線能量傳輸。 zhangxiuyin@hotmail.com

1華南理工大學(xué)電子與信息學(xué)院，廣州，510641

2廣州大學(xué)物理與電子工程學(xué)院，廣州，510006

0 引言

一般所說的無線能量傳輸指的是工作在射頻的定向能量傳輸，工作頻率遠(yuǎn)低于紅外線和光學(xué)頻率。因為無線能量傳輸若采用紅外線或者光學(xué)頻率，在起霧或者下雨等惡劣天氣下會遇到很多挑戰(zhàn)[1]。無線能量傳輸?shù)乃枷胱詮碾娏Ρ话l(fā)現(xiàn)以來就已經(jīng)存在。在19世紀(jì)后期，特斯拉描述了在兩點之間自由地傳輸能量而不需要物理連接對人類無與倫比的重要性[2]。它打破了傳統(tǒng)的通過電纜傳播電能的方式，把能量轉(zhuǎn)化為電磁波的形式從發(fā)射端發(fā)射出來，在空間中將其傳播到接收端，開辟了一種新的能量傳播方式。一方面，無線能量傳輸可用于空間太陽能發(fā)電（SSP）或太陽能衛(wèi)星（SPS），雖然仍在實驗階段，太陽能衛(wèi)星的研究人員在超遠(yuǎn)距離和高功率的能量轉(zhuǎn)換方面取得了進(jìn)步，從而可以通過無線電波共享電能，即在地球周圍的軌道站收集太陽能并通過無線能量傳輸將電能輻射到地面衛(wèi)星接收站[35]。另一方面，無線能量傳輸可用于非接觸式射頻識別、電動車輛和移動設(shè)備等的無線充電。此外，由于采用遠(yuǎn)程供電的無線設(shè)備能移除大電池，使設(shè)備體積更小，這種尺寸和質(zhì)量的減小有利于增加一些概念設(shè)計的可行性，例如極薄的、柔性的顯示器[6]，基于隱形眼鏡的增強(qiáng)現(xiàn)實（AR）技術(shù)[7]和智能微塵[8]等。

采用微波作為能量傳輸媒介的無線能量傳輸，也稱為微波輸能，主要用于遠(yuǎn)距離的能量傳輸和能量收集。微波輸能的工作原理如圖1所示，射頻發(fā)生器產(chǎn)生的射頻能量通過發(fā)射天線輻射出去，在自由空間中傳播，繼而被整流天線接收并轉(zhuǎn)換為直流能量，經(jīng)過升降壓電路輸出給用戶使用[9]。其中整流天線由接收天線和整流電路構(gòu)成，整流電路包括阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)/帶通濾波器、整流結(jié)構(gòu)和低通濾波器。帶通濾波器用于實現(xiàn)天線與整流結(jié)構(gòu)的阻抗匹配，以及防止整流元件產(chǎn)生的諧波輻射到環(huán)境中；整流結(jié)構(gòu)一般可由二極管構(gòu)成，將交流轉(zhuǎn)換為直流；輸出端口的低通濾波器用于抑制交流，輸出直流。整流電路的轉(zhuǎn)換效率對微波輸能系統(tǒng)的效率具有關(guān)鍵性影響，因此研究人員提出了很多電路結(jié)構(gòu)和方法以提高整流效率，比如諧波回收技術(shù)[10]、反對稱雙二極管結(jié)構(gòu)[1112]、諧波抑制二極管結(jié)構(gòu)[1314]等。

在微波輸能系統(tǒng)中，接收端的整流天線接收到的功率并不是恒定不變的，而是會受到傳輸路徑上的損耗、多徑反射等的影響，接收到的電磁波會發(fā)生變化。當(dāng)整流電路的輸入功率發(fā)生變化的時候，由

于整流裝置的非線性，其輸入阻抗會發(fā)生很大的變化，引起阻抗失配并降低整流效率。傳統(tǒng)的整流電路都是優(yōu)化設(shè)計在特定的輸入功率下，功率變化時整流效率易受影響。

為了解決上述問題，國內(nèi)外的學(xué)者們提出了幾種不同的方法，其中最直接的方法是采用功率控制系統(tǒng)，切換電路的工作狀態(tài)。在該類電路中，首先設(shè)計串聯(lián)、并聯(lián)和橋式3種結(jié)構(gòu)的整流支路，在3個不同的功率范圍分別實現(xiàn)高整流效率；然后通過功率檢測電路連接這3個整流電路，在輸入功率變化時候可以切換開關(guān)選擇這3種整流狀態(tài)，從而在較寬輸入功率范圍內(nèi)實現(xiàn)高整流效率[1516]。類似的，基于場效應(yīng)管控制的自適應(yīng)整流電路采用功率控制系統(tǒng)連接2個分支整流電路，通過在2個電路的串聯(lián)和并聯(lián)2種連接狀態(tài)間切換，拓寬電路的工作功率范圍[17]。此外，最大功率點跟蹤技術(shù)（Maximum Power Point Tracking，MPPT）也可以被應(yīng)用于微波能量收集中[18]。MPPT是以功率控制系統(tǒng)的形式工作于整流電路和用戶負(fù)載之間的。由于在不同輸入功率下，整流電路達(dá)到最大整流效率的對應(yīng)負(fù)載是不同的，可通過實時檢測輸入到整流電路的輸入功率的變化，改變整流電路的負(fù)載，從而實現(xiàn)在寬輸入功率范圍內(nèi)的高效率整流.這樣的在線追蹤方法比較精確，但是輸入功率的變化不能過快，否則會影響芯片的數(shù)據(jù)采集從而影響精度。

前面介紹的是通過功率控制電路的方法調(diào)整整流電路的工作模式，雖然都實現(xiàn)了功率范圍的擴(kuò)展，但是最大的整流效率都比較低。這是因為電路的實現(xiàn)需要一定數(shù)量的場效應(yīng)管或者控制電路，器件本身造成的損耗較大；同時控制電路和檢測電路的工作都需要消耗額外的能量，從而為電路帶來了不必要的損耗。因而，有很多研究采用無源網(wǎng)絡(luò)的方法提高整流電路的工作功率范圍，減小電路損耗。文獻(xiàn)[19]提出了利用MOSFET管保護(hù)二極管的自適應(yīng)可重構(gòu)整流電路的方法。當(dāng)輸入功率過大時，利用MOSFET管將二極管上的電壓控制在擊穿電壓上，保持最高的整流效率，直到場效應(yīng)管也被擊穿。但是由于場效應(yīng)管功率耗散在高頻率上的增大，最高效率只能達(dá)到60%。美國Abdelhalem等[20]通過變?nèi)荻O管設(shè)計出E類整流電路的動態(tài)阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，提高不同功率下的電路匹配性能，進(jìn)而提高整流效率。美國麻省理工學(xué)院的Han等[21]提出了實阻抗壓縮的方法，通過一個無源網(wǎng)絡(luò)對輸入阻抗進(jìn)行調(diào)控，減小輸入阻抗變化范圍，從而提高電路的匹配性能。該方法被應(yīng)用到了整流電路的設(shè)計中[2224]，減小了整流電路隨功率變化的輸入阻抗變化范圍，提高了匹配性能，在寬功率范圍內(nèi)實現(xiàn)了高整流效率。然而，在加入實阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)（Resistance Compression Network，RCN）之前，需要先將整流電路隨輸入功率變化的輸入阻抗調(diào)成實阻抗，因此在應(yīng)用上有一定的限制。本文將介紹幾種拓寬整流電路輸入功率范圍的方法，為研究者們拓展該研究的思路。

1 基于不等分功率分配的并行雙路整流電路

由于采用有源控制系統(tǒng)切換并聯(lián)支路而改變工作狀態(tài)的方法不僅需要額外的能量支持，而且電路設(shè)計也較為復(fù)雜，因此設(shè)計一種由無源器件連接并聯(lián)支路的新型整流電路具有重要意義。本節(jié)介紹一種基于不等分功率分配的并行雙路整流電路，拓展電路工作的功率范圍[25]。

1.1 整流電路結(jié)構(gòu)

基于不等分功率分配的并行雙路整流電路的結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示，該電路由1個不等分功分器和2個在不同的輸入功率點上實現(xiàn)最大效率的整流支路連接構(gòu)成。其中一個整流支路工作在較低的功率范圍，而另一個工作在較高的功率范圍。通過該方法，可以在較寬的輸入功率范圍內(nèi)實現(xiàn)高整流效率。

在本設(shè)計中，整流支路采用傳統(tǒng)的串聯(lián)二極管結(jié)構(gòu)，其電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。該結(jié)構(gòu)由匹配網(wǎng)絡(luò)、整流二極管和直流濾波器構(gòu)成。匹配網(wǎng)絡(luò)包括隔直通交的電容C1和用于阻抗匹配的微帶線，將功率最大化地傳輸?shù)秸鞫O管上。整流二極管用于將交流轉(zhuǎn)換成直流。為了實現(xiàn)高效率，需要選擇具有低導(dǎo)通電壓和高速開關(guān)特性的二極管。本設(shè)計采用肖特基二極管HSMS2860，其相關(guān)參數(shù)為VF=0.3 V，RS=6 Ω，Cj0=0.18 pF和VB=7 V。直流濾波器包括電容C2和3個開路枝節(jié)線，用于抑制基波和由二極管的非線性產(chǎn)生的諧波。整流支路可以通過調(diào)節(jié)負(fù)載和匹配網(wǎng)絡(luò)，在不同的功率范圍上實現(xiàn)高整流效率。

本節(jié)設(shè)計的并行雙路整流電路工作在915 MHz，采用的板材為Arlon AD255，介電常數(shù)為2.55，損耗角正切為0.001 8，厚度為30 mil。整流支路1工作在較低的輸入功率（10 mW），對應(yīng)的電路參數(shù)為：C1=1 pF，C2=100 pF，L1=37.4 mm，L2=56.1 mm，L3=28.4 mm，L4=14.4 mm，R=1 000 Ω；整流支路2工作在較高的輸入功率（30 mW），對應(yīng)的電路參數(shù)為：C1=1.5 pF，C2=100 pF，L1=36.8 mm，L2=56.1 mm，L3=28.2 mm，L4=14.4 mm，R=300 Ω。該電路通過一個1∶2的Wilkinson功分器實現(xiàn)不等功率分配。其中功分器的低功率輸出一端連接整流支路1，高功率輸出一端連接整流支路2。

1.2 電路性能與比較

結(jié)合以上描述，可以設(shè)計出基于不等分功率分配的并行雙路整流電路，其效率計算公式如下：

EPC=Pout1+Pout2Pin， （1）

其中Pout1和Pout2為輸出功率，Pin為輸入功率。

圖4所示為提出的并行雙路整流電路與2個整流支路的仿真性能比較。提出的整流電路在4～60 mW的輸入功率范圍內(nèi)整流效率高于60%，而2個整流支路分別只在1～16 mW和3.5～46 mW范圍內(nèi)達(dá)到該效率。此外，跟整流支路2相比，提出的電路在4～31 mW的輸入功率范圍內(nèi)效率與整流支路2相似，然而在32～60 mW范圍內(nèi)具有更高的效率。

圖5所示為提出的整流電路的加工測量結(jié)果與仿真結(jié)果的比較。整流電路輸出的直流電壓通過萬用表測量。由圖5可見，測量結(jié)果與仿真相仿。電路在輸入功率為31 mW時效率達(dá)到最大值77.4%，而另一個效率峰值點在輸入功率為46 mW處（72%）。整流效率在3.5～58 mW的輸入功率范圍內(nèi)效率高于60%，在8～47 mW的功率范圍內(nèi)高于70%。

2 基于實阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的差分整流電路

除了采用切換工作支路和調(diào)整功率分配等方法外，如果可以通過在輸入端口加入一個無源網(wǎng)絡(luò)，減小輸入阻抗在輸入功率變化時的阻抗變化范圍，將能有效地提高電路匹配性能，在更寬的輸入功率范圍內(nèi)實現(xiàn)高整流效率。文獻(xiàn)[26]提出了一種采用階躍阻抗諧振器減小整流電路輸入阻抗變化范圍的方法，然而諧振器的使用會引入損耗，從而降低整流效率。文獻(xiàn)[22]采用實阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)使輸入阻抗在一定的輸入功率范圍內(nèi)保持穩(wěn)定，提高阻抗匹配性能，在寬功率范圍內(nèi)實現(xiàn)高整流效率。但是設(shè)計中采用了分立元件，限制了阻抗壓縮比。在文獻(xiàn)[2324]中，利用傳輸線設(shè)計實阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)，提高了調(diào)控阻抗壓縮比的設(shè)計自由度。然而，在上述基于實阻抗壓縮的設(shè)計中，2個整流支路通過阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)只連接到一個輸入端口，而不是連接到具有雙端口的電路結(jié)構(gòu)。在低功率的工作環(huán)境中，差分饋電天線是整流天線應(yīng)用中一種具有高效率優(yōu)勢的技術(shù)方案[2729]。因此，本節(jié)將設(shè)計一種差分實阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)，并應(yīng)用到差分整流電路的設(shè)計中以實現(xiàn)高效的寬功率傳輸[30]。

2.1 采用傳輸線的差分實阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)

圖6所示為提出的基于差分實阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的整流電路結(jié)構(gòu)框圖。差分實阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)連接在輸入端口和一個傳統(tǒng)的差分整流電路之間，用于減小輸入功率變化時整流電路輸入阻抗的變化范圍，其結(jié)構(gòu)示意如圖7所示。結(jié)構(gòu)中電阻負(fù)載R表示整流支路的輸入電阻，短路和開路枝節(jié)線具有相同的特性阻抗Z0，電長度分別為θ和90°-θ。差分實阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計如下。

2.2 差分整流電路設(shè)計

圖9所示為提出的基于實阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的差分整流電路的示意，其中巴倫用于提供差分信號（方便測量）。傳統(tǒng)的差分整流電路結(jié)構(gòu)如圖10所示，2個整流支路包括匹配網(wǎng)絡(luò)、隔直通交電容C1（1 000 pF）、倍壓整流結(jié)構(gòu)（肖特基二極管HSMS2822）、電容C2（100 pF）和諧波抑制網(wǎng)絡(luò)，終端的直流負(fù)載為2 000 Ω的電阻。

傳統(tǒng)的差分整流電路的輸入阻抗Zdiode如圖11中的黑色點畫線所示。由于實阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)只能壓縮電阻值，因此需要先通過50 Ω傳輸線TL3將一定功率范圍內(nèi)的阻抗值轉(zhuǎn)換成電阻值Zrot。經(jīng)過TL3的轉(zhuǎn)換后，在0～30 dBm的輸入功率范圍內(nèi)，Zrot的變化范圍為50～250 Ω，如藍(lán)色虛線所示。根據(jù)上一節(jié)的分析，當(dāng)滿足式（6）時，可以實現(xiàn)最大壓縮比。我們選擇微帶線的特性阻抗Z0為50 Ω，則可算出短路枝節(jié)線TL1的電長度θ為65.9°，開路枝節(jié)線TL2的電長度為24.1°。經(jīng)過壓縮，輸入電阻的變化范圍為42.7～58.5 Ω，如紅色實線所示，實現(xiàn)了阻抗壓縮。

2.3 電路性能與比較

基于實阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的差分整流電路與傳統(tǒng)的差分整流電路的測量和仿真結(jié)果如圖12所示。從圖12a可以看出，提出的電路在5.5～33.1 dBm的輸入功率范圍內(nèi)效率高于50%，與傳統(tǒng)的差分整流電路（8.8 ～32.8 dBm）相比，具有更寬的輸入功率范圍（3.6 dB），且提出的整流電路在13.1～31 dBm的輸入功率范圍內(nèi)，整流效率高于70%。另外，在輸入功率較低時（如-5 ～15 dBm），提出的整流電路的效率高于傳統(tǒng)的差分整流電路。

此外，整流電路需要被連接到不同的負(fù)載，比如直流變換器或穩(wěn)壓器。這種負(fù)載的變化同樣會引起阻抗失配，從而降低電路效率。從圖12b可以看出，在不同的負(fù)載下，提出的整流電路的效率仍然高于傳統(tǒng)的差分整流電路。因此，基于實阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的差分整流電路有利于減小整流效率對輸入功率和輸出負(fù)載變化的敏感性。

3 具有寬功率、頻率和負(fù)載工作范圍的高效率整流電路

上一節(jié)介紹了一種基于實阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的寬功率整流電路，具有較寬的工作功率范圍，然而當(dāng)頻率變化時，效率仍然下降得較快。本節(jié)將介紹一種基于分支線耦合器的整流電路結(jié)構(gòu)，不僅能拓寬整流電路的功率和負(fù)載工作范圍，還能增加頻率帶寬[31]。

3.1 基于分支線耦合器的整流電路結(jié)構(gòu)分析

圖13是基于分支線耦合器的整流電路結(jié)構(gòu)框圖。該結(jié)構(gòu)由1個隔離端接地的分支線耦合器和2個子整流電路構(gòu)成。當(dāng)輸入功率、頻率和負(fù)載發(fā)生變化時，2個整流支路的輸入阻抗Zin1和Zin2發(fā)生變化，導(dǎo)致阻抗失配。通過圖13介紹的結(jié)構(gòu)，可以提高匹配性能，減小阻抗失配造成的能量損耗。

為了分析圖13中的整流電路結(jié)構(gòu)的工作原理，該結(jié)構(gòu)被簡化如圖14所示，其中2個整流支路分別由阻抗ZL1和ZL2代替。在原理分析中，暫且忽略耦合器自身的損耗。首先，入射波a1從1端口進(jìn)入電路，并傳輸?shù)?、3端口（圖14a）。當(dāng)輸入功率發(fā)生變化導(dǎo)致ZL變化時，阻抗失配并產(chǎn)生反射波a2和a3。反射波進(jìn)入分支線耦合器并傳輸?shù)?、4端口（圖 14b）。結(jié)合分支線耦合器的特性[32]，可以求得：

其中Γ是整流支路的反射系數(shù)，與輸入功率相關(guān)。根據(jù)公式可以看出端口1保持匹配，反射波傳輸?shù)蕉丝?。為了將反射波b4重新利用，端口4被短路從而將b4全反射回耦合器中，此時a4=-b4。重新進(jìn)入耦合器的a4被傳輸?shù)蕉丝?、3（圖14c）。同樣地，部分能量會被再次反射回1、4端口（圖14d），對應(yīng)的反射系數(shù)為?！?。結(jié)合耦合器特性計算可得：

從式（9）可知此時能量全部傳輸?shù)?端口。由于1端口是匹配的，反射波b1不能再被重新注入耦合器中。結(jié)合上述公式，可以求得提出的整流電路結(jié)構(gòu)的反射功率損耗為

因此，提出的整流電路結(jié)構(gòu)有利于減小由于阻抗失配產(chǎn)生的功率損耗。采用該結(jié)構(gòu)，部分反射功率能被重新傳輸?shù)秸髦分?，進(jìn)而提高整流效率。值得注意的是，頻率變化時，耦合器的幅值和相位特性也會發(fā)生變化，限制效率的提升，因此耦合器的頻帶越寬，提出的整流電路便能夠在越寬的頻率范圍內(nèi)保持高整流效率。與一階的分支線耦合器相比，二階的耦合器具有更寬的頻帶，更加有利于寬帶設(shè)計。此外，由于一階和二階的耦合器在工作頻帶內(nèi)具有相同的幅值和相位特性，因此上述分析同樣適用于采用二階耦合器的整流電路結(jié)構(gòu)。

3.2 整流電路性能比較

為了驗證上述的理論分析，本節(jié)設(shè)計工作在2.45 GHz的單路整流器作為提出的電路的整流支路。2個整流支路完全相同，均由匹配網(wǎng)絡(luò)、整流二極管和直流濾波器構(gòu)成。匹配網(wǎng)絡(luò)用于將特定工作條件下的阻抗匹配到50 Ω，而直流濾波器用于實現(xiàn)諧波抑制。2個整流支路連接到二階的分支線耦合器的輸出端口，構(gòu)成提出的整流電路結(jié)構(gòu)。電路采用HSMS286F二極管，電容為330 pF，負(fù)載為360 Ω，并且設(shè)計在ArlonAD255介質(zhì)板上，其厚度為0.762 mm，介電常數(shù)2.55，損耗角正切0.001 8。

圖15a為電路加工圖。圖15b—d所示為基于分支線耦合器的整流電路與由T型結(jié)連接的普通整流電路隨頻率、功率和負(fù)載變化的測量結(jié)果。由圖15b所示，基于分支線耦合器的整流電路在2.08～2.58 GHz頻率范圍內(nèi)整流效率高于70%，而普通整流電路只在2.12 ～2.49 GHz范圍內(nèi)能高于該效率。由圖15c所示，基于分支線耦合器的整流電路最高效率為80.8%，在輸入功率10 ～18.6 dBm的范圍內(nèi)效率高于70%，在2.9 ～20.2 dBm的范圍內(nèi)效率高于50%。與普通的整流電路相比，提出的整流電路能在更寬的輸入功率范圍內(nèi)實現(xiàn)高效率。同樣地，從圖15d可以看出提出的整流電路能在更寬的負(fù)載范圍內(nèi)實現(xiàn)高整流效率。由于加工和二極管模型的精確度有限，測量與仿真結(jié)果存在一定的誤差，但是在可接受的范圍之內(nèi)。

4 總結(jié)

微波輸能作為無線能量傳輸?shù)囊环N實現(xiàn)形式，其傳輸效率的提高主要取決于微波整流電路。目前關(guān)于微波整流電路的研究大多集中在提高電路在特定工作條件下的最大整流效率上，而在拓寬其工作功率、頻率范圍等方面的研究較少，有待進(jìn)一步完善。一方面，由于傳輸路徑的不確定性，接收到的信號強(qiáng)度并不穩(wěn)定，因此設(shè)計寬功率工作范圍的整流電路具有重要意義，本文正是在此基礎(chǔ)上探討了目前為止寬功率整流電路的研究進(jìn)展，并著重介紹了3種新型的整流電路。另一方面，現(xiàn)如今微波能量收集也是一個熱門的研究方向，因此寬頻整流天線的研究同樣具有重大意義。寬頻整流天線有利于更多地收集周圍環(huán)境中的各種頻率信號，為負(fù)載端提供更多的能量，該類整流天線的設(shè)計是一個重要的研究方向。此外，整流電路與天線的融合設(shè)計也是一個重要的研究方向。目前的設(shè)計大多是將接收天線與整流電路分開設(shè)計，再連接起來。兩者的融合設(shè)計有利于減小整流天線的體積和能量損耗。

參考文獻(xiàn)

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