一種新型雙頻段可變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃?/h1>
2017-05-18 19:56陳迪平蔣廣成馬俊
湖南大學(xué)學(xué)報(bào)·自然科學(xué)版 2017年4期
陳迪平+蔣廣成+馬俊
摘 要：采用SMIC 0.13 μm RF CMOS工藝，設(shè)計(jì)了一款新型的雙頻段可變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃鳎―BVG-LNA），應(yīng)用于GSM900/DCS1800雙頻網(wǎng)絡(luò)通訊系統(tǒng)中.分別采用多諧振網(wǎng)絡(luò)和開關(guān)諧振網(wǎng)絡(luò)完成輸入輸出雙頻段阻抗匹配，采用共柵旁路管和開關(guān)切換電阻完成4擋可調(diào)增益，有效地解決變頻段和變?cè)鲆婕嫒蓦y的問題.另外，采用共源共柵差分對(duì)結(jié)構(gòu)獲取高隔離度和低二次諧波失真.1.2 V電源電壓，版圖面積為0.43 μm ×0.65 μm.仿真結(jié)果表明，在GSM900頻段電壓增益20.6～12.7 dB 4擋可調(diào)，NF：1.45～2.05 dB；在DCS1800頻段電壓增益19.3～11.2 dB 4擋可調(diào)，NF：1.36～2.55 dB；S11均小于-17 dB.
關(guān)鍵詞：低噪聲放大器；雙頻段；可變?cè)鲆妫蛔杩蛊ヅ?/p>
中圖分類號(hào)：TN402 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A
New Dual-band Variable Gain Low Noise Amplifier CHEN Diping，JIANG Guangcheng，MA Jun
（School of Physics and Electronics， Hunan University， Changsha 410082， China）
Abstract：This paper proposed a dual-band variable gain low noise amplifier （DBVG-LNA） by using SMIC 0.13 μm RF CMOS process. The DBVG-LNA can be used in GSM900/DCS1800 dual-band wireless networking communication system. The multi-resonance network and switching resonant network are used respectively to achieve the input and output dual-band impedance matching. The common gate bypass transistor and switching resistance are used to obtain four variable gains， effectively solving the problem where the variable band and variable gain are incompatible. In addition， a cascode differential topology was used to get a high isolation and a low second harmonic distortion. With a supply power of 1.2 V， the layout area of the circuit is 0.43 μm×0.65 μm. The simulation results show that when the voltage gain range is 20.6～12.7 dB， NF is 1.45～2.05 dB in GSM900 band， while when the voltage gain range is 19.3～11.2 dB， NF is 1.36～2.55 dB in DCS1800 band. Moreover， both S11 are below -17 dB.
Key words： low noise amplifier； dual-band； variable gain； impedance matching
隨著移動(dòng)互聯(lián)時(shí)代的到來，無線通訊產(chǎn)品支持多種通信標(biāo)準(zhǔn)成為迫切需求[1]，兼容多頻段的射頻前端成為了目前熱門的研究對(duì)象.除此之外，為了擴(kuò)展系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍，要求射頻前端增益可配置.低噪聲放大器常作為接收鏈路的第一級(jí)，其增益、線性度及噪聲系數(shù)等指標(biāo)直接影響接收前端的整體性能.近年來，在多標(biāo)準(zhǔn)接收機(jī)設(shè)計(jì)中，完成一款頻帶和增益同時(shí)可配置的低噪聲放大器顯得尤為重要.
有很多種實(shí)現(xiàn)雙頻段的方法，文獻(xiàn)[2]采用三階切比雪夫帶通濾波器實(shí)現(xiàn)寬帶輸入阻抗匹配，但引入寬頻段的噪聲對(duì)后級(jí)鏡像抑制提出更高要求.文獻(xiàn)[3]采用工作在不同頻段的低噪聲放大器并聯(lián)結(jié)構(gòu)，面積和功耗都因此增加一倍.文獻(xiàn)[4]論述了開關(guān)切換電感，調(diào)整諧振頻率的方法，但阻抗匹配程度受限于片內(nèi)電感的Q值[5].同樣也可以通過改變輸入管跨導(dǎo)、輸出負(fù)載以及增加旁路管或衰減通路等多種方法改變?cè)鲆?，文獻(xiàn)[6]調(diào)整偏置電壓實(shí)現(xiàn)增益可調(diào)，但不支持多頻段.文獻(xiàn)[4，7]雖然支持多頻段，但不能提供多擋增益且均采用單端輸入單端輸出結(jié)構(gòu)，二次諧波抑制較差.文獻(xiàn)[1，8]在片內(nèi)實(shí)現(xiàn)單端轉(zhuǎn)差分，但片內(nèi)有源巴倫對(duì)工藝依賴性強(qiáng)，存在一定程度的增益和相位誤差，并針對(duì)不同的調(diào)制模式有不同程度的影響.
本文設(shè)計(jì)了一款應(yīng)用于GSM900/DCS1800系統(tǒng)的差分低噪聲放大器，輸入采用片外無源阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)[9-10]，輸出采用開關(guān)電容和抽頭電感構(gòu)成的并聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)，獲得較好的雙頻段阻抗匹配.低噪放核心電路采用帶源級(jí)退化電感的共源共柵差分對(duì)，獲得較高的二階交調(diào)截止點(diǎn).利用共柵旁路管和MOS開關(guān)電阻組合的形式，在幾乎不影響輸入輸出阻抗匹配的前提下，完成四擋增益可調(diào).結(jié)果表明，在不同頻段不同增益的情況下，輸入輸出阻抗匹配、噪聲性能符合預(yù)期要求.
1 LNA指標(biāo)分析及設(shè)計(jì)
全差分低噪聲放大器的整體電路如圖1所示.D1～D4為二極管組成的ESD防護(hù)電路，為了節(jié)省面積，LS，LOUT均采用抽頭式電感，電路可分為以下5部分.輸入阻抗匹配：LA，LB，LC，CA構(gòu)成片外雙頻段阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)；CX，Cgs，CPAD，M1，Ls及ESD防護(hù)電路構(gòu)成片內(nèi)雙頻段阻抗匹配網(wǎng)絡(luò).跨導(dǎo)級(jí)：M1，M2，M3，M4及Ls構(gòu)成的共源共柵差分對(duì)，抑制共模信號(hào)、襯底電源噪聲的同時(shí)，減小二階交調(diào)失真.輸出阻抗匹配：輸出采用RLC并聯(lián)結(jié)構(gòu)，在相應(yīng)頻段獲得較高增益的同時(shí)，濾掉帶外干擾信號(hào).增益控制：M5，M6構(gòu)成旁路管，M7，M8為MOS開關(guān)電阻，M9，M10為增益可調(diào)輔助管，分別由S1～S3控制.
1.1 噪聲系數(shù)
共源共柵噪聲模型如圖2所示.由于柵感應(yīng)噪聲模型還未完善[11]，且“1/f”噪聲在高頻處被噪聲基底淹沒，本文分析中只考慮無源器件電阻熱噪聲、柵極電阻熱噪聲及溝道熱噪聲，分別為：
片外無源器件近似等效為圖2矩形虛線框模型，Zin1是低噪放單端輸入電阻；Rg1，Rg2分別為M1，M2的柵極寄生電阻；L′g為片外匹配網(wǎng)絡(luò)等效電感；CL為負(fù)載電容.源級(jí)退化電感可提供一個(gè)沒有噪聲貢獻(xiàn)的實(shí)阻抗，Cx的引入提供一個(gè)新的自由度，方便其他元件值的選取，但是該等效輸入管的截止頻率下降，進(jìn)而引起增益下降.忽略溝道調(diào)制效應(yīng)，輸入阻抗推導(dǎo)如下：
從式（4）可知，電感的寄生電阻對(duì)實(shí)阻抗有一定貢獻(xiàn)，而退化電感寄生電阻的存在讓諧振點(diǎn)往高頻偏移.本設(shè)計(jì)采用1∶1的巴倫，理想情況下，兩路差分輸入阻抗虛部為0且實(shí)部為25 Ω，輸入界面無反射，功率傳輸最大.輸入回路可以等效為RLC串聯(lián)諧振，忽略寄生電阻可得
低頻時(shí)等效跨導(dǎo)約為-gm2/（1+2gm2ron1），隨著頻率上升，gm2增加，共柵管對(duì)噪聲的貢獻(xiàn)增加.
其中ω0為諧振頻率，RLg'為片外匹配網(wǎng)絡(luò)等效寄生電阻，RLs為源級(jí)電感寄生電阻.RL，total為等效輸出負(fù)載約為RL∥ω2L2OUTRLOUT.
從式（7）可知，為減小噪聲因子，需提高晶體管截止頻率，減小輸入匹配電路和柵極寄生電阻.為減小高頻時(shí)共柵管噪聲貢獻(xiàn)，需減小共源管漏極寄生電容CD.本設(shè)計(jì)中，M1，M3采用最小溝道長度晶體管，保證輸入匹配的前提下，盡量減小CX電容，以此增加ωT.片外采用高Q值電感，輸入管采用多指結(jié)構(gòu)版圖，進(jìn)一步減小噪聲系數(shù).以上分析針對(duì)LNA工作于DCS1800頻段且最大增益情況下，當(dāng)切換增益和切換頻帶時(shí)，增加的MOS管會(huì)進(jìn)一步惡化噪聲性能.
1.2 雙頻段
圖1中，當(dāng)BS為0電平時(shí)，M11，M12關(guān)閉，C1，Rl，Lout諧振在DCS1800頻段；反之，M11，M12開啟，C1‖C2，Rl，Lout諧振于GSM900頻段.LNA輸入匹配電路及阻抗隨頻率變化曲線如圖3所示，其中右邊虛線代表M模塊的阻抗，實(shí)線代表AB兩端輸入阻抗.由式（5）可知，為了消除輸入阻抗中的虛部，在高頻段需要一個(gè)較小的電感，在低頻段需要一個(gè)較大的電感.本文選易實(shí)現(xiàn)的雙頻段輸入匹配方案：首先預(yù)設(shè)CA，LC初始值，使兩者在ω2串聯(lián)諧振；然后先并聯(lián)一個(gè)電感LB，再串聯(lián)一電感LA，接入電路使得輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)在ω2處諧振；然后調(diào)整LB的值，使M模塊在ω1提供一個(gè)感抗，使得輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)在ω1，ω2處同時(shí)處于諧振狀態(tài)；最后重復(fù)以上步驟，對(duì)其電容電感進(jìn)行微調(diào)，使得輸入匹配電路在GSM900及DCS1800均處于較優(yōu)諧振.
圖4（a）為LNA輸出匹配電路，同等驅(qū)動(dòng)能力下，選用NMOS型開關(guān)管較PMOS貢獻(xiàn)更小的寄生電容.當(dāng)工作于GSM900頻段，開關(guān)管開啟時(shí)，導(dǎo)通電阻ron11與C2串聯(lián)，等效并聯(lián)電阻為RP=1/（ω·C2）2ron11，該電阻與RL并聯(lián)，設(shè)考慮導(dǎo)通電阻時(shí)的增益為AV，忽略導(dǎo)通電阻時(shí)的增益為AV′，推導(dǎo)如下：
假定開關(guān)管導(dǎo)通電阻為1 Ω，C2=18 pH，Q（LOUT）=15，fLow=915 MHz，相對(duì)不考慮導(dǎo)通電阻時(shí)，增益約下降7.28 dB.為了減小增益的衰減，應(yīng)選用寬長比大的開關(guān)管，以此減小導(dǎo)通電阻.當(dāng)工作于DCS1800頻段，開關(guān)管關(guān)閉，假定Cp≈0.1×C1，則由于Cp的存在，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)諧振點(diǎn)往低頻方向偏移10%.為了減小該項(xiàng)分量引起輸出諧振點(diǎn)的偏移，首先在設(shè)計(jì)電路初應(yīng)預(yù)留可容忍的偏移裕度，其次應(yīng)選用較小尺寸的開關(guān)管.折中考慮大尺寸開關(guān)管將引起高頻段諧振點(diǎn)的偏移及小尺寸開關(guān)管將引起增益的衰減，本文首先單獨(dú)仿真開關(guān)管，最終確定M11，M12尺寸為（400/0.13） μm.
1.3 可變?cè)鲆?/p>
圖4（b）給出增益可調(diào)的半邊電路，S1開啟時(shí)M5將流過一部分信號(hào)電流，當(dāng)M2和M5尺寸相同時(shí)，電壓增益約下降一倍.當(dāng)S2或S3開啟時(shí)，其導(dǎo)通電阻與RL并聯(lián).假定導(dǎo)通電阻等于RL，電壓增益下降6 dB.
M5開啟時(shí)有：Z′in2≈1/g′m2+1/g′m5<1/gm2，M1的柵漏增益減小，密勒電容折合到輸入端的電容減小，因此S11往高頻偏移；因?yàn)镸5遠(yuǎn)離輸出諧振電路，所以對(duì)輸出影響較小.M7的寄生電容直接影響輸出諧振點(diǎn)，并往低頻偏移；而cascade結(jié)構(gòu)的反向隔離度較好，其對(duì)S11的影響較小.綜合考慮兩者的優(yōu)缺點(diǎn)，本文采用M5粗調(diào)增益M7微調(diào)增益結(jié)合的結(jié)構(gòu)，在輸入輸出阻抗匹配頻率偏移允許的范圍內(nèi)，在兩個(gè)頻段下完成4擋可調(diào)增益.
M5與共柵管M2類似，在導(dǎo)通時(shí)，其溝道熱噪聲及柵極電阻熱噪聲對(duì)噪聲系數(shù)有一定貢獻(xiàn).而M7導(dǎo)通時(shí)，線性區(qū)溝道熱噪聲也會(huì)增加噪聲系數(shù).因此最低增益擋位，噪聲性能最差.
2 LNA優(yōu)化及版圖實(shí)現(xiàn)
2.1 電路優(yōu)化
M7開啟時(shí)的寄生電容對(duì)應(yīng)的阻抗隨著頻率的增加而減小，所以在GSM900頻段，M7開關(guān)引起的增益差小于DCS1800頻段.如圖1所示，為了使得雙頻段對(duì)應(yīng)的相鄰擋位增益差相差不大，引入增益輔助管M9，M10.高頻段不開啟，低頻段工作狀態(tài)和M7一致，即S3=BS+S2.
噪聲優(yōu)化分為電路結(jié)構(gòu)優(yōu)化和版圖優(yōu)化.首先在功率約束下進(jìn)行噪聲優(yōu)化，來選定輸入管的寬度.其次，由公式（5）可知，噪聲主要由輸入管柵感應(yīng)噪聲（第2項(xiàng)）和輸入管溝道熱噪聲（第3項(xiàng)）構(gòu)成.本設(shè)計(jì)將低噪放有源部分生成S參數(shù)，加入ADS中進(jìn)行阻抗匹配設(shè)計(jì)，使用調(diào)諧軟件進(jìn)一步優(yōu)化噪聲性能.單芯片中射頻端口采用射頻二極管做ESD防護(hù)，二極管和焊盤大概貢獻(xiàn)300 fF的寄生電容.除此之外，頻段切換開關(guān)、增益切換開關(guān)也會(huì)引入一定的寄生電容，所以輸入輸出諧振點(diǎn)都會(huì)因此而產(chǎn)生頻率偏移.在設(shè)計(jì)之初，負(fù)載電容減小相應(yīng)的值，并留有一定的裕度，以保證輸入輸出諧振點(diǎn)在一定的范圍.本設(shè)計(jì)中輸出端采用2.4 nH的抽頭電感，高頻段Cl=2.8 pF，低頻段Cl=17.9 pF的電容.
2.2 芯片實(shí)現(xiàn)
圖5給出DBVG-LNA芯片整體版圖，版圖面積為0.43 μm×0.65 μm.版圖分為LNA_core、數(shù)字控制、LDO、Bias以及ESD 5部分.
整體版圖采用中心對(duì)稱結(jié)構(gòu)，器件之間采用局部匹配，保證較好的諧波抑制的同時(shí)，減小輸出與輸入的反向傳輸，避免系統(tǒng)振蕩.采用緊湊布局設(shè)計(jì)開關(guān)管，減小寄生電容.加寬走線，減小開關(guān)管導(dǎo)通電阻，進(jìn)而避免增益的損失.采用高層金屬走射頻信號(hào)線，減小射頻信號(hào)與襯底間的耦合，采用帶有隔離環(huán)的射頻MOS管，并在LNA_core電路周圍加入保護(hù)環(huán)，以此隔離模塊與襯底及模塊與模塊之間的干擾，提高噪聲性能.
3 LNA仿真結(jié)果及分析
本設(shè)計(jì)采用帶封裝參數(shù)的TDK電感電容完成阻抗匹配，在ADS中仿真并導(dǎo)出S參數(shù)，最終在Cadence中聯(lián)合仿真驗(yàn)證，結(jié)果如圖6所示.
當(dāng)BS為高電平時(shí)，DBVG-LNA工作在GSM900頻段，當(dāng)“S1S2S3”分別為“011”，“000”，“111”，“100”時(shí)，電壓增益分別為20.6 dB，17.8 dB，15.1 dB，12.7 dB；NF分別為1.45 dB，1.49 dB，1.95 dB，2.05 dB；S11分別為-18.8 dB，-20.3 dB，-25.2 dB，-24.4 dB.當(dāng)BS為低電平時(shí)，DBVG-LNA工作在DCS1800頻段，當(dāng)“S1S2S3”分別為“011”，“000”，“111”， “100”時(shí)，電壓增益分別為19.3 dB，16.5 dB，13.5 dB，11.2 dB；NF分別為1.36 dB，1.44 dB，2.4 dB，2.55 dB；S11分別為-17 dB，-18 dB，-22.5 dB，-22.8 dB.因?yàn)镈BVG-LNA后接MIXER，S22不是關(guān)鍵指標(biāo)，但單獨(dú)測試DBVG-LNA時(shí)，需要匹配到50 Ω，該芯片測試電路，S22均小于-15 dB.
現(xiàn)有變頻段變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃髋c本設(shè)計(jì)性能參數(shù)比較如表1所示.相對(duì)文獻(xiàn)[2]采用的寬帶結(jié)構(gòu)，本文提出的低噪放輸入匹配、噪聲性能及功耗均占優(yōu)；文獻(xiàn)[4]采用窄帶結(jié)構(gòu)，不支持多擋增益.文獻(xiàn)[12]提出的低噪放增益可調(diào)且支持兩個(gè)頻段，輸入匹配較好.但噪聲性能較差，功耗約為本文的2倍，版圖面積約為本文的5倍.
4 結(jié) 論
本文在對(duì)現(xiàn)有多頻段可變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃鞯姆治雠c總結(jié)的基礎(chǔ)上，針對(duì)變?cè)鲆媾c變頻段兼容問題，提出了一款新型雙頻段增益可調(diào)低噪聲放大器.通過增加旁路管和可變負(fù)載調(diào)節(jié)增益，通過片外多諧振網(wǎng)絡(luò)和切換負(fù)載電容完成輸入輸出雙頻段匹配.該低噪放在GSM900頻段電壓增20.6～12.7 dB 4擋可調(diào)，噪聲系1.45～2.05 dB，輸入反射系數(shù)小于-18 dB；在DCS1800頻段電壓增19.3～11.2 dB 4擋可調(diào)，噪聲系數(shù)1.36～2.55 dB，輸入反射系數(shù)小于-17 dB，版圖面積僅為0.43 μm×0.65 μm.結(jié)果表明，該低噪聲放大器能夠滿足多標(biāo)準(zhǔn)可配置接收機(jī)要求.
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陳迪平+蔣廣成+馬俊
摘 要：采用SMIC 0.13 μm RF CMOS工藝，設(shè)計(jì)了一款新型的雙頻段可變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃鳎―BVG-LNA），應(yīng)用于GSM900/DCS1800雙頻網(wǎng)絡(luò)通訊系統(tǒng)中.分別采用多諧振網(wǎng)絡(luò)和開關(guān)諧振網(wǎng)絡(luò)完成輸入輸出雙頻段阻抗匹配，采用共柵旁路管和開關(guān)切換電阻完成4擋可調(diào)增益，有效地解決變頻段和變?cè)鲆婕嫒蓦y的問題.另外，采用共源共柵差分對(duì)結(jié)構(gòu)獲取高隔離度和低二次諧波失真.1.2 V電源電壓，版圖面積為0.43 μm ×0.65 μm.仿真結(jié)果表明，在GSM900頻段電壓增益20.6～12.7 dB 4擋可調(diào)，NF：1.45～2.05 dB；在DCS1800頻段電壓增益19.3～11.2 dB 4擋可調(diào)，NF：1.36～2.55 dB；S11均小于-17 dB.
關(guān)鍵詞：低噪聲放大器；雙頻段；可變?cè)鲆妫蛔杩蛊ヅ?/p>
中圖分類號(hào)：TN402 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A
New Dual-band Variable Gain Low Noise Amplifier CHEN Diping，JIANG Guangcheng，MA Jun
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Abstract：This paper proposed a dual-band variable gain low noise amplifier （DBVG-LNA） by using SMIC 0.13 μm RF CMOS process. The DBVG-LNA can be used in GSM900/DCS1800 dual-band wireless networking communication system. The multi-resonance network and switching resonant network are used respectively to achieve the input and output dual-band impedance matching. The common gate bypass transistor and switching resistance are used to obtain four variable gains， effectively solving the problem where the variable band and variable gain are incompatible. In addition， a cascode differential topology was used to get a high isolation and a low second harmonic distortion. With a supply power of 1.2 V， the layout area of the circuit is 0.43 μm×0.65 μm. The simulation results show that when the voltage gain range is 20.6～12.7 dB， NF is 1.45～2.05 dB in GSM900 band， while when the voltage gain range is 19.3～11.2 dB， NF is 1.36～2.55 dB in DCS1800 band. Moreover， both S11 are below -17 dB.
Key words： low noise amplifier； dual-band； variable gain； impedance matching
隨著移動(dòng)互聯(lián)時(shí)代的到來，無線通訊產(chǎn)品支持多種通信標(biāo)準(zhǔn)成為迫切需求[1]，兼容多頻段的射頻前端成為了目前熱門的研究對(duì)象.除此之外，為了擴(kuò)展系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍，要求射頻前端增益可配置.低噪聲放大器常作為接收鏈路的第一級(jí)，其增益、線性度及噪聲系數(shù)等指標(biāo)直接影響接收前端的整體性能.近年來，在多標(biāo)準(zhǔn)接收機(jī)設(shè)計(jì)中，完成一款頻帶和增益同時(shí)可配置的低噪聲放大器顯得尤為重要.
有很多種實(shí)現(xiàn)雙頻段的方法，文獻(xiàn)[2]采用三階切比雪夫帶通濾波器實(shí)現(xiàn)寬帶輸入阻抗匹配，但引入寬頻段的噪聲對(duì)后級(jí)鏡像抑制提出更高要求.文獻(xiàn)[3]采用工作在不同頻段的低噪聲放大器并聯(lián)結(jié)構(gòu)，面積和功耗都因此增加一倍.文獻(xiàn)[4]論述了開關(guān)切換電感，調(diào)整諧振頻率的方法，但阻抗匹配程度受限于片內(nèi)電感的Q值[5].同樣也可以通過改變輸入管跨導(dǎo)、輸出負(fù)載以及增加旁路管或衰減通路等多種方法改變?cè)鲆?，文獻(xiàn)[6]調(diào)整偏置電壓實(shí)現(xiàn)增益可調(diào)，但不支持多頻段.文獻(xiàn)[4，7]雖然支持多頻段，但不能提供多擋增益且均采用單端輸入單端輸出結(jié)構(gòu)，二次諧波抑制較差.文獻(xiàn)[1，8]在片內(nèi)實(shí)現(xiàn)單端轉(zhuǎn)差分，但片內(nèi)有源巴倫對(duì)工藝依賴性強(qiáng)，存在一定程度的增益和相位誤差，并針對(duì)不同的調(diào)制模式有不同程度的影響.
本文設(shè)計(jì)了一款應(yīng)用于GSM900/DCS1800系統(tǒng)的差分低噪聲放大器，輸入采用片外無源阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)[9-10]，輸出采用開關(guān)電容和抽頭電感構(gòu)成的并聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)，獲得較好的雙頻段阻抗匹配.低噪放核心電路采用帶源級(jí)退化電感的共源共柵差分對(duì)，獲得較高的二階交調(diào)截止點(diǎn).利用共柵旁路管和MOS開關(guān)電阻組合的形式，在幾乎不影響輸入輸出阻抗匹配的前提下，完成四擋增益可調(diào).結(jié)果表明，在不同頻段不同增益的情況下，輸入輸出阻抗匹配、噪聲性能符合預(yù)期要求.
1 LNA指標(biāo)分析及設(shè)計(jì)
全差分低噪聲放大器的整體電路如圖1所示.D1～D4為二極管組成的ESD防護(hù)電路，為了節(jié)省面積，LS，LOUT均采用抽頭式電感，電路可分為以下5部分.輸入阻抗匹配：LA，LB，LC，CA構(gòu)成片外雙頻段阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)；CX，Cgs，CPAD，M1，Ls及ESD防護(hù)電路構(gòu)成片內(nèi)雙頻段阻抗匹配網(wǎng)絡(luò).跨導(dǎo)級(jí)：M1，M2，M3，M4及Ls構(gòu)成的共源共柵差分對(duì)，抑制共模信號(hào)、襯底電源噪聲的同時(shí)，減小二階交調(diào)失真.輸出阻抗匹配：輸出采用RLC并聯(lián)結(jié)構(gòu)，在相應(yīng)頻段獲得較高增益的同時(shí)，濾掉帶外干擾信號(hào).增益控制：M5，M6構(gòu)成旁路管，M7，M8為MOS開關(guān)電阻，M9，M10為增益可調(diào)輔助管，分別由S1～S3控制.
1.1 噪聲系數(shù)
共源共柵噪聲模型如圖2所示.由于柵感應(yīng)噪聲模型還未完善[11]，且“1/f”噪聲在高頻處被噪聲基底淹沒，本文分析中只考慮無源器件電阻熱噪聲、柵極電阻熱噪聲及溝道熱噪聲，分別為：
片外無源器件近似等效為圖2矩形虛線框模型，Zin1是低噪放單端輸入電阻；Rg1，Rg2分別為M1，M2的柵極寄生電阻；L′g為片外匹配網(wǎng)絡(luò)等效電感；CL為負(fù)載電容.源級(jí)退化電感可提供一個(gè)沒有噪聲貢獻(xiàn)的實(shí)阻抗，Cx的引入提供一個(gè)新的自由度，方便其他元件值的選取，但是該等效輸入管的截止頻率下降，進(jìn)而引起增益下降.忽略溝道調(diào)制效應(yīng)，輸入阻抗推導(dǎo)如下：
從式（4）可知，電感的寄生電阻對(duì)實(shí)阻抗有一定貢獻(xiàn)，而退化電感寄生電阻的存在讓諧振點(diǎn)往高頻偏移.本設(shè)計(jì)采用1∶1的巴倫，理想情況下，兩路差分輸入阻抗虛部為0且實(shí)部為25 Ω，輸入界面無反射，功率傳輸最大.輸入回路可以等效為RLC串聯(lián)諧振，忽略寄生電阻可得
低頻時(shí)等效跨導(dǎo)約為-gm2/（1+2gm2ron1），隨著頻率上升，gm2增加，共柵管對(duì)噪聲的貢獻(xiàn)增加.
其中ω0為諧振頻率，RLg'為片外匹配網(wǎng)絡(luò)等效寄生電阻，RLs為源級(jí)電感寄生電阻.RL，total為等效輸出負(fù)載約為RL∥ω2L2OUTRLOUT.
從式（7）可知，為減小噪聲因子，需提高晶體管截止頻率，減小輸入匹配電路和柵極寄生電阻.為減小高頻時(shí)共柵管噪聲貢獻(xiàn)，需減小共源管漏極寄生電容CD.本設(shè)計(jì)中，M1，M3采用最小溝道長度晶體管，保證輸入匹配的前提下，盡量減小CX電容，以此增加ωT.片外采用高Q值電感，輸入管采用多指結(jié)構(gòu)版圖，進(jìn)一步減小噪聲系數(shù).以上分析針對(duì)LNA工作于DCS1800頻段且最大增益情況下，當(dāng)切換增益和切換頻帶時(shí)，增加的MOS管會(huì)進(jìn)一步惡化噪聲性能.
1.2 雙頻段
圖1中，當(dāng)BS為0電平時(shí)，M11，M12關(guān)閉，C1，Rl，Lout諧振在DCS1800頻段；反之，M11，M12開啟，C1‖C2，Rl，Lout諧振于GSM900頻段.LNA輸入匹配電路及阻抗隨頻率變化曲線如圖3所示，其中右邊虛線代表M模塊的阻抗，實(shí)線代表AB兩端輸入阻抗.由式（5）可知，為了消除輸入阻抗中的虛部，在高頻段需要一個(gè)較小的電感，在低頻段需要一個(gè)較大的電感.本文選易實(shí)現(xiàn)的雙頻段輸入匹配方案：首先預(yù)設(shè)CA，LC初始值，使兩者在ω2串聯(lián)諧振；然后先并聯(lián)一個(gè)電感LB，再串聯(lián)一電感LA，接入電路使得輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)在ω2處諧振；然后調(diào)整LB的值，使M模塊在ω1提供一個(gè)感抗，使得輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)在ω1，ω2處同時(shí)處于諧振狀態(tài)；最后重復(fù)以上步驟，對(duì)其電容電感進(jìn)行微調(diào)，使得輸入匹配電路在GSM900及DCS1800均處于較優(yōu)諧振.
圖4（a）為LNA輸出匹配電路，同等驅(qū)動(dòng)能力下，選用NMOS型開關(guān)管較PMOS貢獻(xiàn)更小的寄生電容.當(dāng)工作于GSM900頻段，開關(guān)管開啟時(shí)，導(dǎo)通電阻ron11與C2串聯(lián)，等效并聯(lián)電阻為RP=1/（ω·C2）2ron11，該電阻與RL并聯(lián)，設(shè)考慮導(dǎo)通電阻時(shí)的增益為AV，忽略導(dǎo)通電阻時(shí)的增益為AV′，推導(dǎo)如下：
假定開關(guān)管導(dǎo)通電阻為1 Ω，C2=18 pH，Q（LOUT）=15，fLow=915 MHz，相對(duì)不考慮導(dǎo)通電阻時(shí)，增益約下降7.28 dB.為了減小增益的衰減，應(yīng)選用寬長比大的開關(guān)管，以此減小導(dǎo)通電阻.當(dāng)工作于DCS1800頻段，開關(guān)管關(guān)閉，假定Cp≈0.1×C1，則由于Cp的存在，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)諧振點(diǎn)往低頻方向偏移10%.為了減小該項(xiàng)分量引起輸出諧振點(diǎn)的偏移，首先在設(shè)計(jì)電路初應(yīng)預(yù)留可容忍的偏移裕度，其次應(yīng)選用較小尺寸的開關(guān)管.折中考慮大尺寸開關(guān)管將引起高頻段諧振點(diǎn)的偏移及小尺寸開關(guān)管將引起增益的衰減，本文首先單獨(dú)仿真開關(guān)管，最終確定M11，M12尺寸為（400/0.13） μm.
1.3 可變?cè)鲆?/p>
圖4（b）給出增益可調(diào)的半邊電路，S1開啟時(shí)M5將流過一部分信號(hào)電流，當(dāng)M2和M5尺寸相同時(shí)，電壓增益約下降一倍.當(dāng)S2或S3開啟時(shí)，其導(dǎo)通電阻與RL并聯(lián).假定導(dǎo)通電阻等于RL，電壓增益下降6 dB.
M5開啟時(shí)有：Z′in2≈1/g′m2+1/g′m5<1/gm2，M1的柵漏增益減小，密勒電容折合到輸入端的電容減小，因此S11往高頻偏移；因?yàn)镸5遠(yuǎn)離輸出諧振電路，所以對(duì)輸出影響較小.M7的寄生電容直接影響輸出諧振點(diǎn)，并往低頻偏移；而cascade結(jié)構(gòu)的反向隔離度較好，其對(duì)S11的影響較小.綜合考慮兩者的優(yōu)缺點(diǎn)，本文采用M5粗調(diào)增益M7微調(diào)增益結(jié)合的結(jié)構(gòu)，在輸入輸出阻抗匹配頻率偏移允許的范圍內(nèi)，在兩個(gè)頻段下完成4擋可調(diào)增益.
M5與共柵管M2類似，在導(dǎo)通時(shí)，其溝道熱噪聲及柵極電阻熱噪聲對(duì)噪聲系數(shù)有一定貢獻(xiàn).而M7導(dǎo)通時(shí)，線性區(qū)溝道熱噪聲也會(huì)增加噪聲系數(shù).因此最低增益擋位，噪聲性能最差.
2 LNA優(yōu)化及版圖實(shí)現(xiàn)
2.1 電路優(yōu)化
M7開啟時(shí)的寄生電容對(duì)應(yīng)的阻抗隨著頻率的增加而減小，所以在GSM900頻段，M7開關(guān)引起的增益差小于DCS1800頻段.如圖1所示，為了使得雙頻段對(duì)應(yīng)的相鄰擋位增益差相差不大，引入增益輔助管M9，M10.高頻段不開啟，低頻段工作狀態(tài)和M7一致，即S3=BS+S2.
噪聲優(yōu)化分為電路結(jié)構(gòu)優(yōu)化和版圖優(yōu)化.首先在功率約束下進(jìn)行噪聲優(yōu)化，來選定輸入管的寬度.其次，由公式（5）可知，噪聲主要由輸入管柵感應(yīng)噪聲（第2項(xiàng)）和輸入管溝道熱噪聲（第3項(xiàng)）構(gòu)成.本設(shè)計(jì)將低噪放有源部分生成S參數(shù)，加入ADS中進(jìn)行阻抗匹配設(shè)計(jì)，使用調(diào)諧軟件進(jìn)一步優(yōu)化噪聲性能.單芯片中射頻端口采用射頻二極管做ESD防護(hù)，二極管和焊盤大概貢獻(xiàn)300 fF的寄生電容.除此之外，頻段切換開關(guān)、增益切換開關(guān)也會(huì)引入一定的寄生電容，所以輸入輸出諧振點(diǎn)都會(huì)因此而產(chǎn)生頻率偏移.在設(shè)計(jì)之初，負(fù)載電容減小相應(yīng)的值，并留有一定的裕度，以保證輸入輸出諧振點(diǎn)在一定的范圍.本設(shè)計(jì)中輸出端采用2.4 nH的抽頭電感，高頻段Cl=2.8 pF，低頻段Cl=17.9 pF的電容.
2.2 芯片實(shí)現(xiàn)
圖5給出DBVG-LNA芯片整體版圖，版圖面積為0.43 μm×0.65 μm.版圖分為LNA_core、數(shù)字控制、LDO、Bias以及ESD 5部分.
整體版圖采用中心對(duì)稱結(jié)構(gòu)，器件之間采用局部匹配，保證較好的諧波抑制的同時(shí)，減小輸出與輸入的反向傳輸，避免系統(tǒng)振蕩.采用緊湊布局設(shè)計(jì)開關(guān)管，減小寄生電容.加寬走線，減小開關(guān)管導(dǎo)通電阻，進(jìn)而避免增益的損失.采用高層金屬走射頻信號(hào)線，減小射頻信號(hào)與襯底間的耦合，采用帶有隔離環(huán)的射頻MOS管，并在LNA_core電路周圍加入保護(hù)環(huán)，以此隔離模塊與襯底及模塊與模塊之間的干擾，提高噪聲性能.
3 LNA仿真結(jié)果及分析
本設(shè)計(jì)采用帶封裝參數(shù)的TDK電感電容完成阻抗匹配，在ADS中仿真并導(dǎo)出S參數(shù)，最終在Cadence中聯(lián)合仿真驗(yàn)證，結(jié)果如圖6所示.
當(dāng)BS為高電平時(shí)，DBVG-LNA工作在GSM900頻段，當(dāng)“S1S2S3”分別為“011”，“000”，“111”，“100”時(shí)，電壓增益分別為20.6 dB，17.8 dB，15.1 dB，12.7 dB；NF分別為1.45 dB，1.49 dB，1.95 dB，2.05 dB；S11分別為-18.8 dB，-20.3 dB，-25.2 dB，-24.4 dB.當(dāng)BS為低電平時(shí)，DBVG-LNA工作在DCS1800頻段，當(dāng)“S1S2S3”分別為“011”，“000”，“111”， “100”時(shí)，電壓增益分別為19.3 dB，16.5 dB，13.5 dB，11.2 dB；NF分別為1.36 dB，1.44 dB，2.4 dB，2.55 dB；S11分別為-17 dB，-18 dB，-22.5 dB，-22.8 dB.因?yàn)镈BVG-LNA后接MIXER，S22不是關(guān)鍵指標(biāo)，但單獨(dú)測試DBVG-LNA時(shí)，需要匹配到50 Ω，該芯片測試電路，S22均小于-15 dB.
現(xiàn)有變頻段變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃髋c本設(shè)計(jì)性能參數(shù)比較如表1所示.相對(duì)文獻(xiàn)[2]采用的寬帶結(jié)構(gòu)，本文提出的低噪放輸入匹配、噪聲性能及功耗均占優(yōu)；文獻(xiàn)[4]采用窄帶結(jié)構(gòu)，不支持多擋增益.文獻(xiàn)[12]提出的低噪放增益可調(diào)且支持兩個(gè)頻段，輸入匹配較好.但噪聲性能較差，功耗約為本文的2倍，版圖面積約為本文的5倍.
4 結(jié) 論
本文在對(duì)現(xiàn)有多頻段可變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃鞯姆治雠c總結(jié)的基礎(chǔ)上，針對(duì)變?cè)鲆媾c變頻段兼容問題，提出了一款新型雙頻段增益可調(diào)低噪聲放大器.通過增加旁路管和可變負(fù)載調(diào)節(jié)增益，通過片外多諧振網(wǎng)絡(luò)和切換負(fù)載電容完成輸入輸出雙頻段匹配.該低噪放在GSM900頻段電壓增20.6～12.7 dB 4擋可調(diào)，噪聲系1.45～2.05 dB，輸入反射系數(shù)小于-18 dB；在DCS1800頻段電壓增19.3～11.2 dB 4擋可調(diào)，噪聲系數(shù)1.36～2.55 dB，輸入反射系數(shù)小于-17 dB，版圖面積僅為0.43 μm×0.65 μm.結(jié)果表明，該低噪聲放大器能夠滿足多標(biāo)準(zhǔn)可配置接收機(jī)要求.
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