鄭則炯，馬炎坤

（1．廣東輕工職業(yè)技術學院機電技術學院，廣東廣州 510300；2．廣東輕工職業(yè)技術學院汽車技術學院，廣東廣州 510300）

1 引 言

如今，大家的日常工作和生活都離不開電器設備，而這些設備的壽命往往取決于電源的耐用性，電源如果不穩(wěn)定、不可靠，還會給電器設備帶來很大的安全隱患．傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓電源因其體積大、效率低，跟不上現(xiàn)代電器設備快速發(fā)展的節(jié)奏[1]．

文中介紹一種多路和可調混合輸出的反激式開關電源，該電源主要是為自由感應加熱系統(tǒng)提供穩(wěn)定可靠的電壓．通過采用功率變換器實現(xiàn)電能變換，從而獲得電源所要求的多路和可調電壓，逐漸在很多新領域中推廣和應用[2-3]．基于美國Unitrode公司開發(fā)的脈寬調制（PWM）控制器芯片UC3842以及其外圍電路構成，采用PWM控制，實現(xiàn)DC/DC變換，通過調節(jié)占空比來保證輸出電壓的穩(wěn)定，同時采用了TL431和光耦PC817反饋補償網絡，進一步保證開關電源的輸出穩(wěn)定．開關電源因各種優(yōu)點而一直備受關注，所以文中設計具有一定的實際意義．

2 技術指標要求

（1）多路輸出：

輸入：Uac_in_max=264 V,Uac_in_min=200 V

輸出：U0：+5 V,+12 V,+18 V；每路I0：1 A；

（2）可調輸出：

輸入：Uac_in_max=264 V,Uac_in_min=200 V

輸出：U0：0～+35 V；I0：1 A；P0：約為0～35 W；

效率：η=0.85；電壓紋波：≤5%；工頻：f0=50 HZ；開關頻率：fs=100 kHZ

另要求各種穩(wěn)定輸出電壓要滿足對自由感應加熱系統(tǒng)供電的要求．同時要注意電磁干擾，以使所設計的開關電源穩(wěn)定、可靠．

圖1 UC3842芯片內部結構

3 電流型UC3842芯片開關電源設計原理

該設計電路是基于電流型UC3842芯片，其內部結構如圖1[4-5]．它具有啟動電流低、欠壓鎖定保護（UVLO）等優(yōu)點[6-7]；它有外部電流和電壓兩個反饋環(huán)，目的是讓電壓外環(huán)監(jiān)控輸出電壓波動情況，也讓電流內環(huán)檢測初級電流并對每個周期進行過流控制．通過采樣外部電流并轉化為鋸齒波電壓，與芯片內部誤差放大器的輸出信號進行比較后，產生PWM信號，實現(xiàn)輸出的穩(wěn)定[8]．設計電路方框圖如圖2．

圖2 設計電路方框圖

圖2中220 V交流電輸入，經過整流濾波元件①，將含有諧波較大的正弦交流電整流濾波成諧波較小的直流電；然后將該直流電加到變換拓撲原邊上，通過開關管元件Ton/Toff控制變換拓撲實現(xiàn)DC/DC變換，即將直流電壓轉化為準方波電壓，而開關管元件則由PWM控制模塊提供的脈沖來控制其Ton/Toff；在變換拓撲副邊輸出準方波電壓，再經整流濾波元件②來得到直流輸出電壓，目的是將含有諧波電壓信號轉換為直流電壓；通過分壓元件從輸出直流電壓采樣，再經過反饋元件接入PWM控制模塊；分壓元件、反饋元件、PWM控制模塊組成的反饋回路目的是當負載發(fā)生變化或輸入電壓發(fā)生波動時，可以通過調節(jié)開關管元件Ton/Toff使輸出電壓保持穩(wěn)定．輸出的電壓分為多路輸出和可調輸出，區(qū)別在于可調輸出分壓元件是通過電位器來調節(jié)電壓輸出．

4 開關電源設計

4.1 輸入整流濾波電路設計

設計電路原理圖3所示，D6、D8-D10構成橋式整流橋，電容C3為濾波電容．最大輸入電流和整流電壓最大紋波出現(xiàn)在最低輸入電壓且滿載輸出的情況下，因此，在此前提下計算整流管參數(shù)和電解電容大?。?/p>

圖3 開關電源原理圖

4.1.1 電解電容的計算

其中，Pout為總輸出功率，URMSmin為最低輸入電壓的有效值（RMS）．此設計中選擇C3為47 μF的電解電容．

4.1.2 整流二極管的選擇

圖3所示電路原理圖采用了單端反激式的拓撲結構．整流橋選用四個能承受1 A電流的二極管器件．假設整流橋二極管的導通時間為tc=2 ms，可得輸入直流電壓的最大值和最小值

式中：C3為整流橋濾波電容容值．

4.2 變壓器的設計

該設計利用反激變壓器原理：即在開關管通斷時，實現(xiàn)能量從變壓器原邊向副邊負載傳送過程．設計中涉及磁芯材料、電感量、漏感、氣隙、工藝等多個方面，因而其設計也是開關電源制作中的難點之一．

4.2.1 磁芯的選型計算

磁芯的兩個重要參數(shù)：變壓器磁芯窗口面積Aw和有效磁芯面積Ae．文中磁芯的選型采用面積法，則計算磁芯的乘積面積

式中Bm=0.2T，δ為線圈導線的電流密度，通常取200～300（A/cm2），取200 A/cm2；Km為窗口填充系數(shù)，一般取0.2～0.4，取0.4．

4.2.2 計算最大占空比Dmax

式中Uor為次級反射到初級的反射電壓，取217.96 V；UDs為MOSFET的漏源極通態(tài)電壓，取10 V．則可計算出變壓器磁芯乘積面積Ap≈0.73cm4，通過查表，可選擇鐵氧體磁芯EE28型，其Ae×Aw=0.85 cm4，Ae≈0.86 cm2．高頻情況下，鐵氧體材料具有電阻率大，渦流損耗??；磁導率不隨頻率變化特點，因此，選作變壓器磁芯是最好的選擇之一．

4.2.3 計算變壓器的初級自感

4.2.4 計算原邊繞組最大峰值電流

4.2.5 計算變壓器匝數(shù)

初級匝數(shù)計算

次級匝數(shù)計算

其中，U0為輸出電壓，Uf為二極管正向壓降0.7 V，Uor為次級反射到初級的反射電壓217.96 V．得出多路輸出部分：5 V輸出繞組匝數(shù)為2匝；12 V輸出繞組匝數(shù)為4匝；18 V輸出繞組匝數(shù)為6匝．可調輸出部分：輸出繞組匝數(shù)為11匝；

偏置繞組匝數(shù)計算

式中UF為反饋電壓，取為15 V，得到NF=5匝．

4.2.6 變壓器氣隙的計算

計算公式為

其中，Lg為氣隙長度，μ0為真空磁導率．

4.3 開關管的選擇

對于選擇功率開關管MOSFET來說，要考慮到漏源擊穿電壓Uds、最大漏極電流及導通電阻．其中，約670 V；由初級電流有效值來選擇最大漏極電流；而導通電阻一般盡可能地選擇較小阻值的開關管．但導通電阻是隨著開關管耐壓值增大而增大的，因而在選擇開關管耐壓時要折中考慮．文中選擇ST公司STD2NK70Z-1場效應管，漏源擊穿電壓700 V，最大漏極電流1.6 A，Uds導通電阻小于7Ω，最高工作頻率高達1MHz，滿足導通電阻較小且工作頻率高的要求．

4.4 輸出整流濾波電路設計

開關電源一般要求輸出紋波率小于1%，即+5 V輸出紋波電壓不大于50 mV；+12 V輸出紋波電壓不大于120 mV；+18 V輸出紋波電壓不大于180 mV．而整流二極管要求工作在高頻率下，并具有快速恢復和低正向壓降等特點．因此，為避免由于電容損耗的增大帶來的電源效率的降低，應選擇等效串聯(lián)電阻小的電容C1-C2、C10-C15作為輸出濾波電容，而整流二極管D12、D14-D16應選擇SB系列肖特基二極管，該型號二極管具有低損耗、高效率、低導通壓降等優(yōu)點．

4.5 PWM控制UC3842芯片及外圍電路設計

4.5.1 啟動電路

一是啟動電阻Rstart的選擇，啟動電阻的選擇要保證芯片啟動電流不低于1 mA，由

其中，Ustart取16 V，Istart取約11 mA．可取得啟動電阻Rstart（R1）約為25 kΩ．

二是啟動電容的選?。酒墓╇娤扔蓡与娙萏峁┳阋宰屝酒瑔硬⒐ぷ鞯碾娏浚笥奢o助繞組供電．設計中選取啟動電容C4為47 uF．

三是輔助供電選取，輔助繞組L3不能低于10 V，以避免芯片因欠壓而停止工作．

4.5.2 RC振蕩電路

如圖3所示，在8腳和4腳之間接電阻RT（R8），在4腳和地之間接電容CT（C7）．通過下式：

4.5.3 PWM輸出電路

當MOSFET管工作于高頻時，要采取措施來避免寄生元件帶來的振蕩，如圖3所示．一、在柵極接一個小電阻R7，來避免引線帶來的寄生振蕩；二、在R7之后接一個電阻R9，使R7≤R9，保證關斷時快速放電，寄生元件電壓快速下降．設計中R7選取22Ω，R9選取10kΩ．

4.5.4 誤差放大部分

對于UC3842來說，通常在1腳和2腳之間加補償網絡以保證反饋網絡的穩(wěn)定，補償網絡的設計也即開關電源的閉環(huán)設計．

4.5.5 電流檢測電路

電流檢測電阻

當負載較輕時會引起電源不穩(wěn)定，電流波形前會出現(xiàn)一個尖峰脈沖，這是由輸出端整流管恢復時間和變壓器匝間電容引起的，為避免該尖峰導致芯片誤關斷，通常在電流檢測電阻之前加一個RC濾波電路，文中電容選取C8=470 pF，電阻選擇R13=1 kΩ．

4.6 光耦反饋電路的設計

文中的光耦反饋回路由可調試并聯(lián)穩(wěn)壓器TL431與光耦Pc817構成．如圖3所示，分別以多路輸出+5 V、可調輸出0～+35 V作為取樣點，通過分壓電阻R5和R10獲取電壓，與TL431的基準電壓Uref=2.5 V進行比較構成誤差比較器，經過光耦的電流連接到UC3842的2腳，與芯片內部誤差放大器的2.5 V基準進行比較，然后得到的輸出誤差電壓對占空比進行調整．對于電路中的反饋部分，主要是確定R4、R5、R6、R10的阻值．根據公式

式中：TL431基準電壓為Uref=2.5 V；U0為輸出電壓．可以工作在2.5 V～40 V電壓之間任意值．文中選取多路輸出+5 V時，R5=8 kΩ，R10=8 kΩ，則U0=5 V；在可調輸出0～+35 V時，選取R5=7 kΩ，R10=1 kΩ，則U0=20 V；

再根據TL431的電氣特性，只有當Ik大于1 mA時TL431才能工作，R6的作用是保證Ik不小于1 mA，光耦二極管的正向壓降Uf取1.1 V，內阻5 Ω，因此R6的取值滿足

電阻R4的作用是控制流過光耦發(fā)光二極管的電流大小，由于Ik不小于1 mA，則流過R4的電流也要大于1 mA，一般，UKA在2 V左右．則

5 實驗結果分析

分別對多路輸出+5 V；可調輸出0～+35 V選取+20 V進行仿真，分別得到MOS管柵極驅動波形和輸出波形，如圖4、圖5所示．

圖4 多路輸出+5 V仿真分析

圖5 可調輸出至+20 V仿真分析

仿真中MOS管采用了理想模型，如圖4a）、圖5a）分別為MOS管驅動波形，可見驅動脈沖的占空比大約40%左右；如圖4b）、圖5b）分別為+5 V、可調至+20 V的輸出波形，仿真中對負載變化時的輸出電壓進行仿真監(jiān)測，結果表明，輸出分別收斂于5.034 V、20.382 V，誤差分別在0.68%、1.9%，在±2%的誤差范圍內保持穩(wěn)定．從仿真結果可以看出，該仿真電路確實可行．

再根據前面所分析相關參數(shù)，設計出實驗樣機，制作相應PCB電路板，依次測出多路輸出+5 V、+12 V、+18 V；可調輸出0～+35 V調至+20 V的MOS管柵極驅動波形和輸出波形，如圖6、圖7所示：

經過測試：如圖6a）、圖7a）分別為MOS管驅動波形，可見多路輸出+5 V、+12 V、+18 V驅動脈沖占空比大約45%左右；可調輸出至+20 V驅動脈沖占空比相對小些，約40%左右，這是由電位器調節(jié)過程影響了MOS管的導通時間．如圖6b）、圖7b）分別為多路輸出+5 V、+12 V、+18 V，可調輸出至+20V的輸出波形，通過對不同負載變化時的輸出電壓進行測量，表1看出，多路輸出+5 V、+12 V、+18 V誤差控制在±1.5%范圍內；而可調輸出至+20V誤差在±2%的范圍內保持穩(wěn)定．

圖6 多路輸出+5V、+12V、+18V樣機分析

圖7 可調輸出至+20V樣機分析

表1 不同模式下輸出電壓測量值

實驗過程中對該開關電源的安全性做了以下改進：

（1）通過增大啟動電容和增加輔助繞組匝數(shù)的方式解決變壓器輔助線圈L3因自身儲存電壓低于芯片UC3842的UVLO時出現(xiàn)的不斷重起現(xiàn)象．避免變壓器線圈反復受尖峰電流的影響及間斷的雜音，給外圍設備提供正常穩(wěn)定電源．

（2）抑制開關電源共模干擾問題的較好辦法是：在變壓器原邊和副邊之間焊上一個耐壓250VAC，0～4.7 nF的電容，可避免在輸出電壓出現(xiàn)瞬間尖峰電壓，燒壞外圍設備．

（3）輸出紋波電壓的處理，實驗中讓輸出濾波電容增大和開關頻率調高，但濾波電容、開關頻率不可無節(jié)制增大，因為會增加損耗；也想過讓輸出直接接LDO濾波，但會增加成本；最后是通過在輸出二極管上并聯(lián)RC緩沖網絡來解決控制輸出噪聲．

因此，文中設計的開關電源具有良好的恒壓特性，能夠滿足對自由感應加熱系統(tǒng)穩(wěn)定可靠供電．

6 小 結

文中通過設計了一臺兼?zhèn)?5 V、+12 V、+18 V多路輸出和0～+35 V可調輸出的混合輸出反激式開關電源樣機．基于脈寬調制（PWM）控制器芯片UC3842，通過PWM控制調節(jié)占空比，實現(xiàn)DC/DC變換，同時采用了TL431和光耦PC817反饋補償網絡，為自由感應加熱系統(tǒng)提供穩(wěn)定可靠的電壓．

通過仿真實驗和樣機試驗：對不同負載變化時的輸出電壓誤差進行分析．結果表明：仿真實驗中輸出電壓誤差在±2%范圍內；樣機試驗中多路輸出電壓誤差在±1.5%范圍內，可調輸出至+20 V誤差在±2%范圍內．

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