王樹(shù)興,周東方,張德偉,呂大龍

(解放軍信息工程大學(xué)信息系統(tǒng)工程學(xué)院，河南鄭州 450002)

半?；刹▽?dǎo)增益均衡器的設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)

王樹(shù)興,周東方,張德偉,呂大龍

(解放軍信息工程大學(xué)信息系統(tǒng)工程學(xué)院，河南鄭州 450002)

針對(duì)增益均衡器小型化的發(fā)展趨勢(shì)和要求,設(shè)計(jì)了多子結(jié)構(gòu)單元級(jí)聯(lián)的Ku波段的半?；稍鲆婢馄?諧振子單元與主傳輸線(xiàn)在三層介質(zhì)基板上,成空間立體分布,構(gòu)成七層結(jié)構(gòu);提出了利用多節(jié)微帶線(xiàn)枝節(jié)進(jìn)行阻抗匹配的過(guò)渡帶設(shè)計(jì)方法,根據(jù)坐標(biāo)變換分析得到HMSIW諧振腔的主模;采用羥基鐵填充的吸收柱陣列調(diào)節(jié)衰減量和Q值,給出了該結(jié)構(gòu)均衡器的設(shè)計(jì)步驟.與微帶均衡器相比,該均衡器提高了Q值,減小了損耗.測(cè)試結(jié)果表明,該結(jié)構(gòu)保持了和腔體類(lèi)均衡器相同的性能,同時(shí)縮小了體積,實(shí)測(cè)結(jié)果與目標(biāo)均衡曲線(xiàn)吻合度較好,最大差值為0.6dB.行波管與均衡器聯(lián)測(cè)后,輸出增益波動(dòng)小于±0.4dB.

增益均衡器；半模基片集成波導(dǎo)；小型化；Q值；過(guò)渡帶；吸收柱

1 引言

現(xiàn)代雷達(dá)系統(tǒng)中,行波管放大器(Traveling-Wave-Tube Amplifiers,TWTAs)作為核心放大部件,發(fā)揮著重大的作用,其技術(shù)水平的高低直接決定了雷達(dá)的性能[1,2],而行波管放大器往往存在著帶內(nèi)增益波動(dòng)過(guò)大、無(wú)法等激勵(lì)工作的問(wèn)題,因此需要采用相應(yīng)的均衡技術(shù)來(lái)改善其性能.

國(guó)內(nèi)外解決該問(wèn)題最好的方法是采用幅度均衡器,均衡器的均衡原理許多文獻(xiàn)已經(jīng)介紹,這里不再贅述[3～11].均衡器分為有源和無(wú)源兩種,有源增益均衡器主要指電調(diào)衰減器[4],其核心器件是PIN二極管或GaAs MESFET,分為數(shù)控型和模擬型,其容易實(shí)現(xiàn)動(dòng)態(tài)增益均衡,系統(tǒng)調(diào)試方便.無(wú)源主要為無(wú)源增益均衡器按主傳輸線(xiàn)結(jié)構(gòu)可分為微帶傳輸線(xiàn)均衡器、同軸傳輸線(xiàn)均衡器和波導(dǎo)傳輸線(xiàn)均衡器.無(wú)源增益均衡器在以下幾方面更具優(yōu)勢(shì)：

(1)工作時(shí),有源增益均衡器需要系統(tǒng)提供工作電源和控制信號(hào),而無(wú)源增益均衡器只需串入系統(tǒng)即可.后者相對(duì)簡(jiǎn)單,無(wú)負(fù)擔(dān),不會(huì)給系統(tǒng)帶來(lái)干擾.

(2)反應(yīng)時(shí)間上,無(wú)源增益均衡器只存在理論上的瞬態(tài)反應(yīng),時(shí)間幾乎為零；而電調(diào)衰減器要大得多,在某些系統(tǒng)中,已完全超出了系統(tǒng)所能允許的范圍.

(3)功率容量方面,傳輸線(xiàn)型結(jié)構(gòu)顯然要比PIN開(kāi)關(guān)大許多,因此腔體增益均衡器明顯具有優(yōu)勢(shì).目前,在實(shí)用系統(tǒng)中,腔體無(wú)源增益均衡器有連續(xù)波功率超過(guò)20W,脈沖功率超過(guò)200W的使用記錄.

綜上所述,無(wú)源均衡器應(yīng)用更加廣泛.研究均衡器時(shí),主要關(guān)心工作帶寬、可均衡增益范圍、固有插損、功率容量、駐波比等指標(biāo),增益均衡器的工作頻率范圍必須與配用微波管一致,但有時(shí)根據(jù)系統(tǒng)的要求會(huì)適當(dāng)加寬.對(duì)于有源增益均衡器必須考慮其衰減單元的頻率特性；對(duì)于無(wú)源增益均衡器則必須考慮其諧振單元的可調(diào)頻率范圍.經(jīng)過(guò)幾十年的發(fā)展,微波均衡器技術(shù)有了重大突破,目前主要的發(fā)展趨勢(shì)是集成化、小型化,對(duì)均衡器的寬溫均衡特性、低駐波特性、寬帶大功率均衡、低波紋均衡、低相位噪聲均衡等方面的研究也越來(lái)越多.

隨著集成電路的發(fā)展,微帶均衡器以其體積小、重量輕、成本低的巨大優(yōu)勢(shì)得到飛速發(fā)展.然而與腔體均衡器相比,微帶均衡器存在著損耗大、Q值低、調(diào)節(jié)能力差的缺點(diǎn),在很大程度上限制了微帶均衡器更廣泛地應(yīng)用.

基片集成波導(dǎo)(Substrate Integrated Waveguide,SIW)作為不同于微帶類(lèi)和波導(dǎo)類(lèi)的傳輸線(xiàn),具有重量輕、體積小、Q值高、損耗低的優(yōu)點(diǎn)[4,12,13].與基片集成波導(dǎo)相比,半?；刹▽?dǎo)(Half Mode Substrate Integrated Waveguide ,HMSIW)尺寸更小,在SIW的基礎(chǔ)上體積減小50%,并且性能不變,提高了基片集成波導(dǎo)類(lèi)器件的集成度[14].這種結(jié)構(gòu)已經(jīng)在微波和毫米波器件的設(shè)計(jì)中得到了廣泛應(yīng)用[13～16].

目前,已經(jīng)有文獻(xiàn)對(duì)SIW結(jié)構(gòu)的均衡器進(jìn)行研究[17～19],其中文獻(xiàn)[17]首次提出了基于單層平面結(jié)構(gòu)的SIW均衡器,體積較大.文獻(xiàn)[18]提出了基于LTCC技術(shù)燒制的SIW均衡器,體積較小,但是工藝復(fù)雜、設(shè)計(jì)周期長(zhǎng)、成本高,且由于加工而導(dǎo)致陶瓷片的不平整度使該均衡器的插損過(guò)大.文獻(xiàn)[19]提出了基于探針進(jìn)行能量耦合的SIW均衡器,但是其無(wú)法調(diào)節(jié)衰減量和Q值,應(yīng)用范圍較窄.實(shí)際上,SIW結(jié)構(gòu)尺寸相對(duì)較大,難以滿(mǎn)足均衡器小型化的發(fā)展需求.

基于以上研究現(xiàn)狀,本文提出了三層結(jié)構(gòu)的Ku波段的HMSIW增益均衡器,其諧振子結(jié)構(gòu)單元分布在HMSIW主傳輸線(xiàn)的上下位置,很好地節(jié)省了體積.本文還獨(dú)創(chuàng)了采用吸收柱對(duì)衰減量和Q值進(jìn)行調(diào)節(jié)的手段,解決了平面結(jié)構(gòu)均衡器調(diào)節(jié)性能差的難題.

2 HMSIW主傳輸線(xiàn)尺寸計(jì)算

半?；刹▽?dǎo)的實(shí)現(xiàn)思想是在微帶線(xiàn)的基礎(chǔ)上增加一排金屬化的過(guò)孔,這排金屬過(guò)孔與微帶線(xiàn)上下兩層金屬面一起構(gòu)成類(lèi)似波導(dǎo)的結(jié)構(gòu)[4,14,21].該結(jié)構(gòu)最初是在基片集成波導(dǎo)的基礎(chǔ)上,沿其縱向?qū)ΨQ(chēng)面切割而得到,圖1為SIW和HMSIW實(shí)物圖,研究發(fā)現(xiàn),兩者特性完全相同[23],但是HMSIW的體積僅為SIW體積的一半.

HMSIW和矩形波導(dǎo)的尺寸變換公式如下[24]：

(1)

(2)

其中,We和Le是HMSIW的寬度和長(zhǎng)度,長(zhǎng)度由諧振腔的數(shù)量決定,諧振腔個(gè)數(shù)越多,等效長(zhǎng)度越長(zhǎng)；W和L分是矩形波導(dǎo)的寬度和矩形波導(dǎo)諧振腔的長(zhǎng)度,D是金屬過(guò)孔的直徑,b是過(guò)孔之間的距離.當(dāng)b/D<2和D/We<0.2時(shí),側(cè)壁能量泄漏可以忽略不計(jì),就可以用式(1)和式(2)進(jìn)行尺寸變換,波導(dǎo)的相關(guān)理論均可以指導(dǎo)HMSIW均衡器的設(shè)計(jì).

3 過(guò)渡帶的匹配設(shè)計(jì)

HMSIW的等效特性阻抗為：

(3)

其中,η0是空氣中的波阻抗,εr是基片的等效介電常數(shù),h是基板的高度.

傳統(tǒng)的單節(jié)微帶線(xiàn)匹配思想如下[25]：首先由式(3)求出HMSIW的特性阻抗,令其等于微帶傳輸線(xiàn)的特性阻抗,然后由微帶線(xiàn)的傳輸線(xiàn)阻抗公式就可以計(jì)算出漸變傳輸線(xiàn)的寬度W0,利用直線(xiàn)型微帶漸變式過(guò)渡結(jié)構(gòu)過(guò)渡到50Ω的微帶主傳輸線(xiàn)上完成阻抗匹配.過(guò)渡線(xiàn)的長(zhǎng)度L由經(jīng)驗(yàn)公式給出[26]：

L=c0×|W1-We|

(4)

式(4)中,c0為常數(shù),一般取3～4；W1是50Ω微帶傳輸線(xiàn)的寬度.但是單節(jié)微帶線(xiàn)匹配效果較差,目前HMSIW傳輸線(xiàn)帶內(nèi)插損最好只能達(dá)到-0.5～-0.7dB左右[25],因此需要研究新的阻抗匹配方法.本文采用多節(jié)微帶傳輸線(xiàn)進(jìn)行阻抗匹配,步驟如下：

步驟1 根據(jù)阻抗式(3)計(jì)算HMSIW的等效特性阻抗,令其等于微帶線(xiàn)特性阻抗；

步驟2 根據(jù)微帶線(xiàn)特性阻抗公式算出微帶線(xiàn)的寬度；

步驟3 給出單節(jié)匹配線(xiàn)的長(zhǎng)度,計(jì)算輸入阻抗,令其等于微帶線(xiàn)特性阻抗；

重復(fù)步驟2和步驟3,直到輸入阻抗等于50Ω.

本設(shè)計(jì)采用了五段傳輸線(xiàn)進(jìn)行阻抗匹配,表1給出了各節(jié)尺寸數(shù)據(jù)(具體標(biāo)注見(jiàn)圖9均衡器結(jié)構(gòu)).

表1 過(guò)渡帶枝節(jié)尺寸

其仿真和測(cè)試結(jié)果如圖2所示：從圖中可以看出,HMSIW傳輸線(xiàn)帶內(nèi)實(shí)測(cè)插損優(yōu)于-0.18dB,波動(dòng)很小,滿(mǎn)足-1dB插損的實(shí)際要求.

4 均衡器子結(jié)構(gòu)諧振腔設(shè)計(jì)

4.1 等效電路分析

HMSIW均衡器等效成一個(gè)雙端口網(wǎng)絡(luò),即均衡器子結(jié)構(gòu)諧振腔和主傳輸線(xiàn),見(jiàn)圖3(a),其相應(yīng)的等效電路如圖3(b)所示.在諧振頻率附近,令f=f0+Δf,則諧振腔的輸入阻抗Zin為[19]:

(5)

(6)

其中,Q0是諧振腔的無(wú)載品質(zhì)因數(shù),β是諧振腔和主傳輸線(xiàn)的耦合系數(shù),K是變壓倍數(shù).圖3(b)最終可以等效成一個(gè)阻抗Z和主傳輸線(xiàn)并聯(lián)的形式(見(jiàn)圖3(c)),Zin和Z的關(guān)系如下：

(7)

Y為歸一化導(dǎo)納,Y=Z0/Z.由此得到兩個(gè)主要網(wǎng)絡(luò)S參數(shù),表達(dá)式如下：

(8)

(9)

由以上兩式可知,固有品質(zhì)因數(shù)Q0和耦合系數(shù)β是決定諧振腔性能的兩個(gè)主要因素,同時(shí)也是均衡器調(diào)節(jié)的兩個(gè)主要因素.

4.2 諧振腔耦合方式設(shè)計(jì)與分析

通過(guò)大量實(shí)驗(yàn)仿真分析可知：當(dāng)諧振腔采用圓孔進(jìn)行能量耦合時(shí),如果耦合半徑過(guò)小,能量無(wú)法進(jìn)入諧振腔；耦合半徑過(guò)大,又會(huì)影響場(chǎng)的分布,導(dǎo)致帶內(nèi)不平坦度增大,匹配變差；耦合孔半徑變化時(shí),插損曲線(xiàn)如圖4示.從圖4中可以看出,衰減量、Q值和頻率隨耦合半徑同時(shí)改變,無(wú)法進(jìn)行獨(dú)立調(diào)節(jié).

此外HMSIW腔體的表面電流主要沿y方向,圓孔有很大一部分面積屬于非輻射性部分,不切割表面電流,無(wú)法進(jìn)行能量耦合和輻射.

最終,本文采用縫隙結(jié)構(gòu)進(jìn)行能量耦合,縫隙按其窄邊的方向分為垂直方向(x方向)和水平方向(y方向),兩種縫隙耦合的仿真結(jié)果如圖5所示.顯然,水平方向的縫隙不切割表面電流(沿y方向),無(wú)法耦合能量,因此采用垂直方向的縫隙.

均衡器由圓孔耦合變成縫隙耦合時(shí),其帶內(nèi)插損波動(dòng)較小,反射減小,匹配效果更好,實(shí)測(cè)和仿真數(shù)據(jù)誤差也變小(分析見(jiàn)圖11(a)和(b)),采用縫隙結(jié)構(gòu)進(jìn)行能量耦合更加合理.

4.3 諧振腔主模分析和尺寸設(shè)計(jì)

HMSIW等效為矩形波導(dǎo)諧振腔,只能傳輸行波(TE或者TM),不能傳輸橫波(TEM).由模式分析理論可知,不論TE模式還是TM模式,其定義不依賴(lài)于坐標(biāo)軸的選取,然而TEmn模式和TMmn模式的定義則是相對(duì)的,和具體的坐標(biāo)軸有關(guān).HMSIW諧振腔的等效結(jié)構(gòu)圖6所示.

傳輸線(xiàn)主模按照底層坐標(biāo)為T(mén)E10模式,相應(yīng)地,在此坐標(biāo)下諧振腔的主模是TE101,且只有三個(gè)分量：Ey分量、Hx分量、Hz分量.但是HMSIW諧振腔如果按上層坐標(biāo)(兩個(gè)坐標(biāo)之間是旋轉(zhuǎn)的關(guān)系),原坐標(biāo)軸下的TE101模的三個(gè)分量如表2.

顯然,HMSIW諧振腔的主模變?yōu)門(mén)M110.不過(guò),不論TE101模式還是TM110模式,兩者的場(chǎng)分布完全相同,本質(zhì)上是一樣的,但是計(jì)算諧振頻率時(shí)需按照TM110模式,否則產(chǎn)生錯(cuò)誤.此時(shí)其諧振頻率為[27]：

(10)

從上式可知,諧振腔的高度可以趨于0.在實(shí)際工作中,諧振腔中往往會(huì)同時(shí)存在多種傳播模式,為了使諧振腔始終工作在主模TM110,需要對(duì)高次模進(jìn)行抑制,本文提出了如下方法進(jìn)行尺寸限定：

(11)

(12)

(13)

(14)

假設(shè)諧振腔工作頻率區(qū)間為(ω1,ω2),式(11)和(13)表示諧振腔的所有高次模的諧振頻率均處于工作頻率之外,式(12)表示主模TM110的諧振頻率位于工作頻帶之內(nèi).聯(lián)立以上三式得式(14).

限定好諧振腔的尺寸后,主模TM110的場(chǎng)分量大小也可以求出.HMSIW等效諧振腔如圖6(b)所示.主模TE10通過(guò)主傳輸線(xiàn)進(jìn)行傳播,能量通過(guò)耦合縫隙進(jìn)入諧振腔,由于介質(zhì)基板比較薄,因此耦合縫隙位于寬邊.本質(zhì)上,耦合是由Hx,Hz,Ey,或者幾個(gè)分量的組合引起的.4.2節(jié)已經(jīng)說(shuō)明,耦合主要由于縫隙切割y方向表面電流,即由Ey分量產(chǎn)生,此時(shí)耦合縫隙等效成一個(gè)并聯(lián)導(dǎo)納(容性)by[28]:

(15)

其中,λg和λ0分別是波導(dǎo)波長(zhǎng)和自由空間中的波長(zhǎng),Y0是主模的波導(dǎo)納,Pey是電極化函數(shù),其依賴(lài)于縫隙的尺寸和頻率,表達(dá)式參見(jiàn)文獻(xiàn)[29,30]，耦合縫隙的尺寸對(duì)諧振頻率的影響由式(15)標(biāo)定.

諧振腔主模TM110的Ez分量為：

(16)

采用Maxwell方程組，如式(17)、(18)所示，即可求解Hx和Hy：

×E=-jω0μH

(17)

(18)

HMSIW諧振腔的損耗主要來(lái)源于6個(gè)金屬面壁和填充的介質(zhì),設(shè)金屬壁損耗為Pm,介質(zhì)損耗為Pd,諧振腔儲(chǔ)能近似為兩倍的電場(chǎng)儲(chǔ)能We(一般為小損耗的情況,電場(chǎng)和磁場(chǎng)能量相等),通過(guò)理論推導(dǎo),本文求得品質(zhì)因數(shù)Q為：

u=(2a3b+2bl3+a3l+al3)

(19)

顯然,HMSIW諧振腔尺寸確定后,品質(zhì)因數(shù)Q主要由介質(zhì)損耗決定,因此對(duì)Q值要求較高時(shí)一般采用較低損耗(介電常數(shù)較小)的材料,如空氣等,但是低損耗材料的耦合能力又比較弱,是一對(duì)矛盾.

4.4 諧振腔衰減量、Q值和功率容量的分析

HMSIW諧振腔的尺寸決定諧振頻率,而縫隙的大小影響著耦合系數(shù).由于曲線(xiàn)的最大衰減量和耦合系數(shù)一一對(duì)應(yīng),并且最大衰減量可以從測(cè)量參數(shù)上直接獲取,因此通常采用最大衰減量而不是耦合系數(shù)來(lái)描述諧振腔的特性.本文采用吸收柱來(lái)調(diào)節(jié)Q值和衰減量.吸收柱通過(guò)在上下諧振腔挖圓孔柱,填充吸收材料來(lái)實(shí)現(xiàn).加工時(shí)圓孔柱數(shù)目比要求的多,方便后期調(diào)節(jié).本文采用的吸收材料為羥基鐵(或者空氣、介質(zhì)材料),其相對(duì)介電常數(shù)為30,介質(zhì)損耗角正切為0.53,相對(duì)磁導(dǎo)率為5,磁損耗角正切為0.38.吸收柱通過(guò)改變其插入深度和半徑實(shí)現(xiàn)對(duì)衰減量和Q值的控制,采用的吸收柱個(gè)數(shù)越多,均衡量越大；半徑越大,均衡量越大.圖7給出了當(dāng)單個(gè)吸收柱插入深度改變時(shí)衰減量和Q值的變化曲線(xiàn),從圖中可以看出,插入深度越大,衰減量越小.當(dāng)插入深度變化0.2mm時(shí),頻率不變,衰減量變化15dB左右,調(diào)節(jié)效果顯著.

圖8給出了貼片電阻對(duì)衰減量的影響：阻值從5Ω變化為35Ω時(shí),衰減量由-13.5dB變?yōu)?5dB,而諧振頻率不變,可以獨(dú)立調(diào)節(jié).電阻值越大,衰減量越小,Q值越小.實(shí)際應(yīng)用中,根據(jù)目標(biāo)曲線(xiàn),采用HFSS軟件計(jì)算出電阻的阻值、吸收柱的半徑和插入深度,調(diào)試時(shí)根據(jù)實(shí)測(cè)曲線(xiàn)的變化規(guī)律,適當(dāng)增減阻值和吸收柱數(shù)目以完成精確擬合.

功率容量Pbr也是衡量均衡器的一個(gè)重要指標(biāo),由式(20)易知HMSIW結(jié)構(gòu)功率容量近似等于腔體類(lèi),大于微帶類(lèi),能夠滿(mǎn)足實(shí)際需要.增大HMSIW的尺寸和相對(duì)介電常數(shù)均可增大其功率容量,但是大的介電常數(shù)使其具有更高的損耗,發(fā)熱量更大.

(20)

本文仿真選取的基板的介電常數(shù)為2.2,厚度為0.6mm,微帶線(xiàn)的寬度W1為0.7mm,該均衡器工作頻段為Ku波段,12～18GHz.

5 均衡器的設(shè)計(jì)與測(cè)量

HMSIW均衡器模型如圖9所示：其中圖9(a)上層結(jié)構(gòu)為諧振腔；圖9(b)中間結(jié)構(gòu)為主傳輸線(xiàn),由微帶線(xiàn)和HMSIW級(jí)聯(lián)而成；圖9(c)底層結(jié)構(gòu)為諧振腔,主傳輸線(xiàn)與諧振腔之間的激勵(lì)方式為縫隙耦合,吸收柱陣列分布在上下兩層諧振腔內(nèi);圖9(d)為其三層基板和四層金屬(共七層)的空間分布圖.三層重疊,在諧振腔數(shù)量恒定的情況下,與雙層均衡器相比,尺寸能夠減小50%.基于以上分析,半?；刹▽?dǎo)均衡器子結(jié)構(gòu)易于調(diào)節(jié)衰減量和頻率.為實(shí)現(xiàn)目標(biāo)均衡曲線(xiàn),只要把子結(jié)構(gòu)進(jìn)行級(jí)聯(lián)然后調(diào)節(jié)即可.

基于多層PCB工藝技術(shù)，本文設(shè)計(jì)了一個(gè)五節(jié)子結(jié)構(gòu)級(jí)聯(lián)的均衡器(見(jiàn)圖10).其尺寸信息由表3給出.該均衡器實(shí)測(cè)曲線(xiàn)與仿真曲線(xiàn)如圖11(a)、(b)、(c)所示,仿真曲線(xiàn)和實(shí)測(cè)曲線(xiàn)匹配良好.測(cè)量數(shù)據(jù)基于Labview軟件自動(dòng)采集,實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)點(diǎn)與對(duì)應(yīng)的仿真曲線(xiàn)的點(diǎn)做差值,所有數(shù)據(jù)點(diǎn)的差值繪制曲線(xiàn),就得到了整體的誤差曲線(xiàn),其中最大差值即為最大誤差.

表3 HMSIW尺寸表

對(duì)比圖11(a)和(b)可以發(fā)現(xiàn),采用縫隙進(jìn)行耦合時(shí)誤差較小,最大為0.38dB,遠(yuǎn)小于圓孔耦合時(shí)1.18dB的最大誤差.實(shí)際上,均衡器實(shí)測(cè)曲線(xiàn)與仿真曲線(xiàn)的誤差大小只說(shuō)明該結(jié)構(gòu)的準(zhǔn)確性,目標(biāo)曲線(xiàn)和實(shí)際均衡曲線(xiàn)的誤差曲線(xiàn)才是實(shí)際最關(guān)心的.該均衡器實(shí)物圖如圖11(d)所示,主要由三層介質(zhì)板和四層金屬板組成.其實(shí)測(cè)與誤差曲線(xiàn)如圖11(c):從圖中可以看出,該均衡器與目標(biāo)曲線(xiàn)擬合精度較高,最大誤差小于0.6dB,滿(mǎn)足一般行波管擬合誤差小于1.0dB的精度要求.與傳統(tǒng)均衡器的均衡曲線(xiàn)相比,兩者均衡性能幾乎相同,擬合誤差相當(dāng).

本文針對(duì)某行波管放大器的輸出增益波動(dòng)曲線(xiàn)進(jìn)行均衡.該行波管的輸出增益曲線(xiàn)如圖12(a)所示,可以發(fā)現(xiàn),其增益波動(dòng)達(dá)到16dB左右,輸出波動(dòng)較大,為此,設(shè)計(jì)了五腔加載的HMSIW均衡器對(duì)其進(jìn)行均衡,其均衡曲線(xiàn)如圖12(b)所示.HMSIW均衡器和行波管聯(lián)測(cè)后行波管的輸出曲線(xiàn)如圖12(c)、(d)所示,從圖中可以看出,該行波管的輸出增益波動(dòng)從16dB變?yōu)椤?.4dB左右.為了對(duì)比其性能,該行波管與同軸諧振腔加載的腔體均衡器也進(jìn)行了聯(lián)測(cè),結(jié)果如圖12(c)、(d)所示：并且通過(guò)圖12(d)可以看出,傳統(tǒng)腔體均衡器均衡后的行波管的增益波動(dòng)達(dá)到±0.9dB左右,且其均衡后的行波管的增益比采用HMSIW均衡器均衡后的增益減小0.7dB左右,為25.9dB.顯然,HMSIW均衡器效果更好,均衡后行波管的增益為26.6dB.

6 總結(jié)

本文設(shè)計(jì)了七層結(jié)構(gòu)的HMSIW均衡器,其調(diào)節(jié)自由度高,固有插損低,最大衰減斜率較小,Q值高,尺寸小.對(duì)于給定的目標(biāo)均衡曲線(xiàn),可以通過(guò)選取HMSIW諧振腔的數(shù)量,級(jí)聯(lián)各個(gè)單元,利用吸收柱和貼片電阻調(diào)節(jié)其衰減量和Q值,完成與均衡目標(biāo)曲線(xiàn)的擬合.與行波管的聯(lián)合測(cè)試結(jié)果表明,目標(biāo)曲線(xiàn)和實(shí)測(cè)曲線(xiàn)擬合良好,并且該均衡器與傳統(tǒng)均衡器相比,HMSIW均衡效果更好,行波管輸出增益波動(dòng)只有±0.4dB.該結(jié)構(gòu)很好地滿(mǎn)足了均衡器小型化的要求,具有廣泛地應(yīng)用前景.

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王樹(shù)興 男，1990年9月出生,山東臨沂人.2013年畢業(yè)于信息工程大學(xué),2013進(jìn)入信息工程大學(xué)攻讀碩士研究生學(xué)位,主要研究方向?yàn)槲⒉娐防碚摷熬馄鞯脑O(shè)計(jì).

E-mail:wangshuxing000@126.com

周東方 男，1963年8月出生,浙江諸暨人.博導(dǎo),教授,國(guó)家高科技863專(zhuān)題專(zhuān)家組成員,主要研究方向?yàn)槲⒉娐防碚撆c技術(shù)、高功率微波技術(shù)、微波互聯(lián)網(wǎng)絡(luò)子結(jié)構(gòu)分析方法及其應(yīng)用技術(shù).

張德偉 男，1973年出生,吉林九臺(tái)人,2005年獲博士學(xué)位，碩導(dǎo)，教授,主要研究方向?yàn)殡姶艌?chǎng)微波技術(shù)、微波無(wú)源器件和有源器件、微波測(cè)量等.

呂大龍 男，1981年11月出生,浙江諸暨人,2007 年獲碩士學(xué)位,2013年獲博士學(xué)位.現(xiàn)為助理工程師,主要研究方向?yàn)殡姶艌?chǎng)與微波技術(shù)及微帶均衡器的設(shè)計(jì)與調(diào)試.

The Design and Realization of Half Mode Substructure Integrated Waveguide Gain Equalizer

WANG Shu-xing,ZHOU Dong-fang,ZHANG De-wei,Lü Da-long

(InstituteofInformationSystemEngineering,PLAInformationEngineeringUniversity,Zhengzhou,Henan450002,China)

The miniaturization of gain equalizer has been becoming the main tendency of theequalizer′s research and development.This paper designs a half mode substrate integrated waveguide (HMSIW) equalizer which has seven layers structures and multiplecascaded substructure units,and the resonant unitsand transmission line distribute at three-layers dielectric substrates,working at Ku waveband.The transition design of multimicrostrip line segments impedance matching is proposed and the dominant mode of HMSIW resonant cavity is gotten based on coordinate transform theory.The design method is summarized.Compared with microstrip equalizers,this structure has higherQ-factor and lower loss.What’s more,with the use of absorbing pillar arrays,the attenuation andQvalue can be easily tuned;test result shows that it has smaller size than the traditional cavity equalizers with the same performance,the measured curve and simulation curve are in good agreement,and the maximum error is 0.6dB.The output gain fluctuation of TWTA is less than ±0.4dB with the equipped HMSIW equalizer.

gain equalizer;half mode substrate integrated waveguide;miniaturization;Qvalue;transition;absorbing pillars

2015-02-28;

2015-06-14;責(zé)任編輯：梅志強(qiáng)

國(guó)家自然科學(xué)基金(No.62101056);核高基重大項(xiàng)目(No.2013-ZX01010001-003)

TN715

A

0372-2112 (2016)12-2868-09

??學(xué)報(bào)URL:http://www.ejournal.org.cn

10.3969/j.issn.0372-2112.2016.12.009