孫 剛，鄭金燕，方 宇

(1. 南京信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院 科技處, 南京 210023) (2. 揚(yáng)州大學(xué)信息工程學(xué)院 自動化系， 江蘇 揚(yáng)州 225100)

·電源技術(shù)·

一種高頻電磁隔離的驅(qū)動方法研究

孫 剛1，鄭金燕2，方 宇2

(1. 南京信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院 科技處, 南京 210023) (2. 揚(yáng)州大學(xué)信息工程學(xué)院 自動化系， 江蘇 揚(yáng)州 225100)

針對電力電子電路高頻化應(yīng)用趨勢，提出了一種高頻電磁隔離驅(qū)動方法。文中分析了基于數(shù)字控制芯片和模擬電路實(shí)現(xiàn)電磁隔離驅(qū)動的工作原理, 具體給出了硬件電路的設(shè)計(jì)和軟件的配置方法。該電磁隔離驅(qū)動方法，能為脈寬連續(xù)變化的控制脈沖提供隔離放大，且脈沖占空比能在0～1.0的范圍內(nèi)進(jìn)行調(diào)節(jié)，除了具有絕緣強(qiáng)度高，抑制共模干擾能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)之外，還具有成本低、動態(tài)響應(yīng)速度快的優(yōu)點(diǎn)，適用于高功率密度要求下電力電子變換器中開關(guān)管的驅(qū)動。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：研究的驅(qū)動方法是行之有效的，具有很好的實(shí)際應(yīng)用價值。

電磁隔離；驅(qū)動電路；占空比；數(shù)字控制

0 引 言

近年來，電力電子技術(shù)在新能源發(fā)電和電動汽車充電領(lǐng)域迅猛發(fā)展，其裝置的使用日益增多。當(dāng)今對電力電子裝置的高功率密度、高可靠性和高性價比提出了更高要求，電源正朝著高頻化方向發(fā)展。高速的數(shù)字控制芯片功能也日趨強(qiáng)大，且電源的數(shù)字化已成為發(fā)展趨勢。數(shù)字控制為電力電子裝置的設(shè)計(jì)帶來了新的研究思路[1-2]。

在電力電子功率變換技術(shù)中，驅(qū)動電路作為功率

電路和控制電路的連接樞紐，對其展開研究具有重要意義。在變換器中，根據(jù)電路拓?fù)涞牟煌β书_關(guān)器件的驅(qū)動方式主要有直接驅(qū)動和隔離驅(qū)動兩種方法。在許多應(yīng)用場合下，尤其在大功率的變換器中，一般都需要實(shí)現(xiàn)功率電路與控制電路之間的電氣隔離，為此需要隔離驅(qū)動[3-4]。

隔離驅(qū)動又分為電磁隔離與光電隔離兩種方式。其中，光電隔離因具有體積小，結(jié)構(gòu)簡單等優(yōu)點(diǎn)而被廣泛使用，但它存在共模抑制能力差，傳輸速度慢和成本較高等缺點(diǎn)，故不利于變換器的高功率密度和高性價比實(shí)現(xiàn)。電磁隔離驅(qū)動是使用脈沖變壓器作為隔離元件，它具有響應(yīng)速度快，原副邊絕緣強(qiáng)度高，共模干擾抑制能力強(qiáng)和成本低等優(yōu)點(diǎn)，通常被應(yīng)用在高功率密度的開關(guān)電源中。但由于脈沖變壓器的磁飽和特性，傳統(tǒng)的電磁隔離驅(qū)動方式通常被限制應(yīng)用在占空比小

于0.5的場合，而對于逆變器和整流而言，因控制器生成的脈沖控制信號在一個低頻周期內(nèi)連續(xù)變化，易導(dǎo)致脈沖變壓器飽和[5-6]，故為了解決這一問題通常在電磁隔離驅(qū)動電路中加入高頻調(diào)制電路[7-9]，但這會引入高頻噪聲干擾并增加硬件成本，使得驅(qū)動電路復(fù)雜化。

本文針對這種情況，結(jié)合數(shù)字控制技術(shù)提出了一種新穎的電磁隔離式驅(qū)動方法，能實(shí)現(xiàn)占空比在0～1.0的范圍內(nèi)調(diào)節(jié)，且能在一個低頻周期內(nèi)連續(xù)變化。

1 電磁隔離驅(qū)動電路的原理

1.1 驅(qū)動電路的硬件構(gòu)成

采用數(shù)字電路實(shí)現(xiàn)指令運(yùn)算等功能，可以避免因環(huán)境溫度變化及元器件老化帶來的電路參數(shù)漂移影響，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性[10]，因此采用數(shù)字控制芯片作為本方案的主控芯片。如圖1所示，PWM1A與PWM2A是來自數(shù)字控制芯片的控制脈沖信號；Q1A、Q2A為P溝道MOS管；Q1B、Q2B為N溝道MOS管；P溝道MOS管和N溝道MOS管兩兩組合成圖騰柱，實(shí)現(xiàn)輸入信號的增強(qiáng)，當(dāng)P溝道MOS管導(dǎo)通時，送入變壓器的脈沖信號幅值不會減小很多。C1為驅(qū)動電容；R3為C1的放電電阻；T1為脈沖隔離變壓器；U1為“或”邏輯門； U2為驅(qū)動芯片；V3為2.7 V穩(wěn)壓管，C4可以有效濾除U2OUT中的干擾信號，降低其波形中的毛刺。

1.2 驅(qū)動電路的工作原理

目標(biāo)脈沖控制信號在數(shù)字控制芯片里被分成兩個相等脈寬的控制信號PWM1A和PWM2A，如圖2所示。設(shè)目標(biāo)脈沖控制信號的占空比為D(由數(shù)字控制芯片中的算法生成)，開關(guān)周期為Ts，則PWM1A和PWM2A在每個開關(guān)周期中所在的時間區(qū)段分別為0～DTs/2與DTs/2～DTs；PWM1A和PWM2A都經(jīng)過如圖1中圖騰柱反相并增強(qiáng)電流驅(qū)動能力后形成PWM1和PWM2，PWM1和PWM2再分別作用于脈沖變壓器原邊的兩個輸入端子。從圖1可見PWM1和PWM2對脈沖變壓器原邊來說是共模輸入，故圖2中的PWM1和PWM2信號中只有電平相異的部分才對變壓器原邊繞組T1_1勵磁，易知勵磁電流的方向在一個開關(guān)周期內(nèi)正反交替，且正、反向勵磁時間與PWM1A和PWM2A的脈沖寬度時間相同，故副邊繞組產(chǎn)生的脈沖信號PWM1S和PWM2S寬度與相應(yīng)的PWM2A和PWM1A相同，如圖2所示。顯然，PWM1和PWM2的電壓幅值相等，且脈沖寬度也相等，故脈沖變壓器原邊實(shí)現(xiàn)了伏秒平衡，脈沖變壓器不會飽和。

圖2 主要波形

根據(jù)上述的分析可知，PWM1A和PWM2A是將一個開關(guān)周期內(nèi)的目標(biāo)脈沖控制信號一分為二得到，故即使脈沖控制信號的脈寬連續(xù)變化，采用圖1的驅(qū)動方法也能確保脈沖變壓器不飽和?？梢?，圖1中的電路可作為SPWM調(diào)制或SVPWM調(diào)制所生成脈沖控制信號的驅(qū)動電路，實(shí)現(xiàn)0～1.0的占空比，即占空比不受傳統(tǒng)電磁隔離驅(qū)動中最大為0.5或占空比不能連續(xù)大范圍變化的限制。

在隔離變壓器T1與“或”邏輯門U1之間，R5、D1、R8與副邊繞組T1_2構(gòu)成“或”門輸入信號ORIN1為高電平時的信號通道；而R6、D3、R9與副邊繞組T1_3構(gòu)成“或”門輸入信號ORIN2為高電平時的信號通道。當(dāng)“或”門輸入信號為高電平時，R5與R6分別為二極管D1和D3限流。在圖1中， D2、R4與副邊繞組T1_2構(gòu)成“或”門輸入信號ORIN1為低電平時的信號通道；而D4、R7與副邊繞組T1_3構(gòu)成“或”門輸入信號ORIN2為低電平時的信號通道。由圖1可知，二極管D1和D3可以防止當(dāng) “或”門輸入信號為低電平時的大電流倒灌；D2和D4的導(dǎo)通分別對電阻R8和R9起旁路作用，可確保將相應(yīng)的低電平穩(wěn)定可靠地送往后級的“或”門電路，可見這里的D2和D4還起著低電平鉗位作用，防止“或”邏輯門的輸入端出現(xiàn)較高負(fù)壓而損壞。電容C2、C3起濾波作用；電阻R8、R9用于吸收電容C2、C3上的電荷；電阻R4和R7分別為二極管D2和D4限流。

如圖2所示，ORIN1和ORIN2信號經(jīng)過“或”邏輯門U1，將被等分的脈沖控制信號相加得到信號U2OUT，由圖2可見U2OUT信號的脈沖寬度與數(shù)字控制芯片中的目標(biāo)脈沖控制信號PWMD的寬度相等。U2OUT經(jīng)過驅(qū)動芯片U2，產(chǎn)生開關(guān)管的驅(qū)動信號vdr。圖1中的V3為穩(wěn)壓管，由于電容C7在信號U2OUT為高電平時得以充電(被鉗位在V3的穩(wěn)壓值)，故U2OUT為低電平時，V3的穩(wěn)壓值會為開關(guān)管提供負(fù)壓關(guān)斷，這有助于開關(guān)管的可靠和快速關(guān)斷。

圖2中，PWMD是目標(biāo)脈沖控制信號，EPWM1、EPWM2是數(shù)字控制芯片中的EPWM模塊輸出信號，PWM1A、PWM2A是數(shù)字控制芯片的輸出信號，PWM1、PWM2是脈沖變壓器原邊的輸入信號，PWM1S、PWM2S是脈沖變壓器副邊的輸出信號，ORIN1、ORIN2是“或”邏輯門的輸入信號，U2OUT是“或”邏輯門的輸出信號，vdr是送到開關(guān)管的驅(qū)動信號，PWM_PRD是EPWM模塊的周期寄存器計(jì)數(shù)的峰值，D是目標(biāo)脈沖控制信號的占空比。

2 脈沖控制信號的數(shù)字配置

為了獲得圖1中的PWM1A和PWM2A，需要對數(shù)字控制芯片中的PWM模塊進(jìn)行配置。本文采用TI公司的DSP芯片TMS320F28035實(shí)現(xiàn)控制。

PWM1A和PWM2A由TMS320F28035的EPWM1和EPWM2兩個模塊產(chǎn)生。兩個EPWM模塊時基相同，載波模式均配置成增計(jì)數(shù)模式，故這兩個EPWM模塊的周期寄存器計(jì)數(shù)的峰值等于開關(guān)周期值PWM_ PRD。PWM1A由EPWM1中的計(jì)數(shù)器值與本模塊中的比較寄存器A比較得到；PWM2A由EPWM2中的計(jì)數(shù)器與本模塊中的比較寄存器A和比較寄存器B分別比較得到相應(yīng)的上下沿。EPWM1模塊的比較寄存器A賦值為D/2·PWM_PRD。EPWM2模塊的比較寄存器A賦值為D/2·PWM_PRD，比較寄存器B賦值為D·PWM_PRD。如圖2所示，當(dāng)EPWM1模塊的計(jì)數(shù)器值小于其比較寄存器A中的值時，該EPWM1模塊輸出高電平，即PWM1A為高電平。當(dāng)EPWM1模塊的計(jì)數(shù)值大于其比較寄存器A中的值時，該EPWM1模塊輸出低電平，即PWM1A為低電平。在圖2中當(dāng)EPWM2模塊的計(jì)數(shù)值大于其比較寄存器A中的值，且小于比較寄存器B中的值時，該EPWM2模塊輸出高電平，即PWM2A為高電平。當(dāng)EPWM2模塊的計(jì)數(shù)值小于其比較寄存器A中的值或者大于比較寄存器B中的值時，該EPWM2模塊輸出低電平，即PWM2A為低電平。由上面的配置即可實(shí)現(xiàn)目標(biāo)脈沖控制信號PWMD的均分，且得到相應(yīng)的PWM1A和PWM2A[11]。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

將該驅(qū)動電路應(yīng)用在電動汽車充電機(jī)的前級VIENNA整流器中，性能指標(biāo)如表1所示。

表1 VIENNA整流器的主要性能指標(biāo)

VIENNA整流器功率電路，如圖3所示。整流器中的兩個開關(guān)管采用同一驅(qū)動信號實(shí)現(xiàn)控制，故對圖3所示的電路需三組如圖1所示的驅(qū)動電路。選擇功率MOS管是為了提高可靠性，需要注意元器件工作電壓和最高允許電壓的差值越大, 其可靠性越大[12]。圖1中“或”門采用NXP公司的74HC1G32芯片；驅(qū)動芯片采用MIC-ROCHIP公司的TC4424A芯片；電阻R1=R2= 2 kΩ，R3= 51 Ω，R5= R6= 10 Ω，R4=R7=R8=R9= 1 kΩ，R10= 200 Ω，R11=R13= 5.1 kΩ，R12= 5 Ω；電容C1= 1 μF，C2=C3= 100 pF。

圖3 VIENNA整流器主電路

系統(tǒng)采用雙閉環(huán)控制并采用正弦脈沖寬度調(diào)制(SPWM調(diào)制)。圖4給出了“或”門輸出信號U2OUT和開關(guān)管驅(qū)動信號Vdr波形。滿載時的穩(wěn)態(tài)波形如圖5所示，通道1為B相輸入電壓波形，通道2和通道4分別為B相電流波形和C相電流波形，通道3為直流輸出電壓Vdc的波形。由圖5可以看出，輸入電流波形可以很好地跟蹤電網(wǎng)電壓的相位，且輸入電流畸變較小。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：本文所研究的高頻電磁隔離驅(qū)動方法，能為占空比連續(xù)變化的脈沖控制信號提供有效、可靠的驅(qū)動。

圖4 “或”門輸出及開關(guān)管驅(qū)動波形

圖5 VIENNA穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形

4 結(jié)束語

實(shí)驗(yàn)表明本文所研究的一種高頻電磁隔離驅(qū)動方法，能實(shí)現(xiàn)0～1.0的占空比調(diào)節(jié)，能實(shí)現(xiàn)變化脈沖控制信號的驅(qū)動，且具有快速性能。將這種驅(qū)動方法應(yīng)用在三相三電平VIENNA整流器中，實(shí)現(xiàn)了高功率因數(shù)校正，有實(shí)際應(yīng)用價值，可以推廣應(yīng)用于高頻變換器，以實(shí)現(xiàn)變換器的高功率密度。

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孫 剛 男，1973年生，碩士，副教授。研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c控制技術(shù)。

鄭金燕 女，1992年生，本科。研究方向?yàn)殡p向變換器及控制技術(shù)。

方 宇 男，1972年生，博士，教授。研究方向?yàn)樾履茉窗l(fā)電電路及控制。

A Study on High-frequency Electromagnetic Isolated Driving Method

SUN Gang1，ZHENG Jinyan2，F(xiàn)ANG Yu2

(1. Department of Science and Technology,Nanjing College of Information and Technology, Nanjing 210023, China) (2. Department of Automation, College of Information Engineering,Yangzhou University, Yangzhou 225100, China)

In view of the high frequency power electronic circuit application trend, a novel driving method implemented with high frequency electromagnetic isolation is proposed in this paper. And the hardware designing schematic diagram and the software configuration method are presented. Then the corresponding operating principle is analyzed in detail based on digital control chip and analog circuits. The proposed driving method can be applied to real-time varying pulse width of the control signal and the duty-cycle ratio of this control pulse can be regulated in the range of 0 to 1.0. This novel driving method can achieve not only the advantages of high insulation and high common-mode suppression, but also the merits of low cost and fast dynamic response speed, and it is suitable for the isolation and amplification of high frequency switching control pulse signal. Finally, the experimental results show that the proposed driving method in this paper is effective.

electromagnetic isolation; driving circuits; duty cycle ratio; digital control

10.16592/ j.cnki.1004-7859.2016.12.018

國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(51377112)；江蘇省“六大人才高峰”高層次人才選拔對象C類基金資助項(xiàng)目(2014-ZNDW-003)；江蘇省自然科學(xué)基金項(xiàng)目資助項(xiàng)目(BK20151574)

孫剛 Email：sungang@njcit.cn

2016-09-18

2016-11-20

TN86

A

1004-7859(2016)12-0087-04