郭瑞鵬,宮 政,王海濤,徐 君,仲光明

(南京航空航天大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院, 南京 211106)

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數(shù)字式正交包絡(luò)檢波算法實(shí)現(xiàn)

郭瑞鵬,宮 政,王海濤,徐 君,仲光明

(南京航空航天大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院, 南京 211106)

針對(duì)超聲相控陣檢測(cè)系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)采集與處理模塊，設(shè)計(jì)了數(shù)字式正交包絡(luò)檢波算法。通過(guò)取包絡(luò)，在保留超聲脈沖回波信號(hào)幅值信息的基礎(chǔ)上，將射頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為基帶信號(hào)，降低了采樣率，節(jié)約了存儲(chǔ)空間。同時(shí)，將正交包絡(luò)檢波從模擬域轉(zhuǎn)換至數(shù)字域，提高了包絡(luò)檢波的效率及精度，改善了整個(gè)檢測(cè)系統(tǒng)的性能。

超聲相控陣；正交包絡(luò)檢波；數(shù)字式

超聲相控陣檢測(cè)不同于傳統(tǒng)的超聲檢測(cè)，它使用多陣元探頭，將原有的單一晶體分割為許多獨(dú)立的小晶體，每一個(gè)晶體的尺寸符合一定的波動(dòng)條件[1]。當(dāng)用同一脈沖信號(hào)激勵(lì)相控陣探頭時(shí)，各陣元發(fā)出的超聲波相干并在空間疊加形成特定指向和聚焦特性的波束。根據(jù)設(shè)定的聚焦法則，計(jì)算出相應(yīng)的激勵(lì)延時(shí)，運(yùn)用電子技術(shù)控制電脈沖序列激勵(lì)各陣元，其發(fā)射的超聲波可在被測(cè)時(shí)間內(nèi)指定點(diǎn)聚焦，該合成波束在聲阻抗突變處(如缺陷位置)發(fā)生反射，反射的回波信號(hào)以一定時(shí)差返回相控陣探頭各陣元；按照相應(yīng)的延時(shí)規(guī)則進(jìn)行延時(shí)補(bǔ)償再疊加合成，便可將合成結(jié)果以適當(dāng)形式顯示出來(lái)[2]。超聲相控陣技術(shù)，就是通過(guò)控制各個(gè)獨(dú)立陣元延時(shí)的方式，生成不同指向性的超聲波波束，并產(chǎn)生不同形式的聲束效果[3]。

對(duì)于超聲相控陣檢測(cè)系統(tǒng)而言，多路脈沖回波信號(hào)包含了成像處理需要的所有信息；將每個(gè)陣元接收到的回波信號(hào)進(jìn)行疊加合成，即可獲得全部的回波信息。但由于相控陣探頭陣元的排布，從缺陷位置返回的超聲波到達(dá)超聲陣列換能器每個(gè)陣元的聲程不同，需要對(duì)各路超聲脈沖回波信號(hào)進(jìn)行延時(shí)補(bǔ)償及聲束形成處理，才能使目標(biāo)點(diǎn)上的回波信號(hào)相位相同，信號(hào)強(qiáng)度增大，同時(shí)，其他位置上的超聲脈沖回波信號(hào)強(qiáng)度被減弱[4]。

上述的超聲相控陣信號(hào)接收算法，只進(jìn)行了簡(jiǎn)單的信號(hào)處理，疊加之后的信號(hào)屬于射頻信號(hào)，其頻率和超聲陣列換能器中心頻率相近，要想獲得回波信號(hào)中所包含的全部信息，則必須提高整個(gè)系統(tǒng)的采樣率。如果不對(duì)回波信號(hào)進(jìn)行處理，勢(shì)必造成整個(gè)檢測(cè)系統(tǒng)成本以及實(shí)現(xiàn)難度的增加。為此，筆者針對(duì)超聲相控陣檢測(cè)系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)采集與處理模塊，設(shè)計(jì)了數(shù)字式正交包絡(luò)檢波算法。

1 數(shù)字式正交包絡(luò)檢波方法

1.1 數(shù)字式正交包絡(luò)檢波原理

超聲相控陣檢測(cè)系統(tǒng)中，對(duì)于后期回波信息的數(shù)據(jù)處理，只需要保留超聲脈沖回波信號(hào)中的幅值及相位信息，便足以獲知缺陷的相關(guān)情況。因此，可以對(duì)疊加后的超聲脈沖回波信號(hào)進(jìn)行取包絡(luò)處理。這樣，便可以在保留超聲脈沖回波信號(hào)幅值信息的基礎(chǔ)上，將射頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為基帶信號(hào)，降低系統(tǒng)采樣率，緩解檢測(cè)系統(tǒng)存儲(chǔ)空間的壓力。

傳統(tǒng)的超聲相控陣檢測(cè)系統(tǒng)通常采用模擬正交包絡(luò)檢波進(jìn)行設(shè)計(jì)[5]。這種包絡(luò)檢波的不足之處在于模擬器件本身的精度有限，會(huì)降低超聲脈沖回波信號(hào)的檢波處理效果，造成一定程度的失真，無(wú)法達(dá)到整個(gè)超聲相控陣檢測(cè)系統(tǒng)的檢測(cè)要求。為了提高包絡(luò)檢波的效率，改善整個(gè)檢測(cè)系統(tǒng)的性能，筆者采用了數(shù)字式正交包絡(luò)檢波技術(shù)，將傳統(tǒng)的包絡(luò)檢波設(shè)計(jì)從模擬域轉(zhuǎn)換到數(shù)字域，其原理框圖如圖1所示。圖中，ωr為本振信號(hào)頻率，I、Q分別為經(jīng)過(guò)混頻、低通濾波處理后的兩路正交的脈沖回波信號(hào)，A(nTs)為經(jīng)過(guò)A/D采樣轉(zhuǎn)換之后的超聲脈沖回波的幅值信息。

圖1 數(shù)字式正交包絡(luò)檢波原理框圖

筆者采用的是線性超聲陣列換能器，其陣元按照等間隔依次排列，并由收發(fā)電路根據(jù)不同的聚焦法則進(jìn)行激勵(lì)和接收。系統(tǒng)中第k個(gè)超聲陣列換能器陣元接收到的中頻信號(hào)為：

(1)

式中:A(t)為超聲脈沖回波的幅值信息;ω0為超聲脈沖回波的頻率;Φ(t)為超聲脈沖回波的相位信息。

經(jīng)過(guò)A/D采樣轉(zhuǎn)換之后，可得：

fk(nTs)=A(nTs)cos[ω0nTs+Φ(nTs)]=

(2)

式中:AI(nTs)=A(nTs)cosΦ(nTs)為同相分量;AQ(nTs)=A(nTs)sinΦ(nTs)為正交分量;Ts=1/fs為采樣間隔;fs為采樣頻率，由奈奎斯特采樣定理可得fs>2ω0，但在實(shí)際應(yīng)用過(guò)程中，一般要求fs>4ω0。

由圖1可知，經(jīng)過(guò)A/D采樣后的回波信號(hào)與兩路信號(hào)相乘，分別是2coswrnTs、2sinwrnTs，它們被稱(chēng)為I、Q的本振信號(hào)，且相互為正交關(guān)系，并且在設(shè)計(jì)中，選取ωr=ω0。經(jīng)過(guò)混頻、低通濾波后，可得：

Ik=LPF[fk(nTs)×2coswrnTs]=

AI(nTs)cos(ω0-ωr)nTs-

(3)

同理可得：

Qk=Ai(nTs)sin(ω0-ωr)nTs-

(4)

經(jīng)過(guò)進(jìn)一步數(shù)學(xué)運(yùn)算,可得：

(5)

式中：下標(biāo)k表示超聲相控陣探頭中的第k個(gè)單元；AI(nTs)，AQ(nTs)分別為經(jīng)過(guò)A/D采樣轉(zhuǎn)換之后的超聲脈沖回波I信號(hào)和Q信號(hào)的幅值信息。

可見(jiàn)，合成聲束經(jīng)過(guò)數(shù)字式正交包絡(luò)檢波后，便可以得到其幅值大小。在推導(dǎo)過(guò)程中，本振信號(hào)與脈沖回波信號(hào)頻率相等，但在實(shí)際應(yīng)用過(guò)程中，并不要求兩者完全相等，因此可以降低對(duì)本振信號(hào)設(shè)計(jì)的難度。

與模擬正交包絡(luò)檢波相比，本振信號(hào)、混頻、低通濾波器等功能的設(shè)計(jì)均是在數(shù)字域完成的，其中本振信號(hào)由數(shù)控振蕩器(NCO)產(chǎn)生，低通濾波器選用的是積分級(jí)聯(lián)梳狀(CIC)濾波器，二者可以保證本振信號(hào)相位的正交性以及濾波器系數(shù)的一致性。因此，數(shù)字式正交包絡(luò)檢波的精度遠(yuǎn)高于采用傳統(tǒng)方式的模擬正交包絡(luò)檢波方法。

1.2 數(shù)字式正交包絡(luò)檢波設(shè)計(jì)如前所述，對(duì)于超聲相控陣檢測(cè)系統(tǒng)，只需要利用被檢工件回波信號(hào)的幅值及相位信息，便可在成像過(guò)程中對(duì)缺陷進(jìn)行簡(jiǎn)單的定位及顯示。因此，正交包絡(luò)檢波器的設(shè)計(jì)尤為重要。包絡(luò)信號(hào)相對(duì)于回波信號(hào)而言屬于慢變信號(hào)，可以降低采樣頻率，緩解系統(tǒng)的存儲(chǔ)壓力，便于后續(xù)處理。該小節(jié)即針對(duì)圖1中描述的數(shù)字式正交包絡(luò)檢波的具體實(shí)現(xiàn)展開(kāi)論述。

對(duì)于聲束合成之后的信號(hào)，首先需要將其和一對(duì)正交的載波信號(hào)進(jìn)行混頻操作，即本振信號(hào)2coswrnTs、2sinwrnTs。采用了數(shù)控振蕩器(NCO)來(lái)實(shí)現(xiàn)兩路正交的載波信號(hào)，它是實(shí)現(xiàn)數(shù)字信號(hào)處理(DSP)、頻移鍵控(FSK)、數(shù)字調(diào)制解調(diào)器的重要部件[6]。

數(shù)控振蕩器可以產(chǎn)生正弦波形，用來(lái)綜合時(shí)間離散和取值離散，Altera公司提供的NCO IP核可以實(shí)現(xiàn)數(shù)控振蕩器的功能，其生成的正弦波可以表示為：

(6)

式中：fO為未調(diào)制輸出頻率；fFM為調(diào)制輸出頻率；T為周期；A=2N-1；N為10～32之間的任意整數(shù);ΦDITH為模塊內(nèi)部不穩(wěn)定而引起的相位雜散(噪聲)；ΦPM為輸出正弦波的調(diào)制相位。

輸入相位增量ΦINC決定了fO輸出值的大小，其具體計(jì)算過(guò)程如下式：

(7)

式中：M的含義為累加器的精度；fCLK為數(shù)字信號(hào)處理電路的系統(tǒng)時(shí)鐘頻率。

當(dāng)ΦINC=1時(shí)，fO值為最小值，也稱(chēng)為頻率分辨率，即fO=fCLK/2M(單位赫茲)。

由此可見(jiàn)，數(shù)控振蕩器輸出信號(hào)的頻率分辨率取決于M，且與M成反比例關(guān)系。文中選取的M值為32。由于使用的超聲陣列換能器的中心頻率為4 MHz，因此數(shù)控振蕩器的輸出頻率為4 MHz，即fO=4 MHz，可以得到輸入相位增量的值為：

(8)

Altera公司提供的NCO IP核相關(guān)接口參數(shù),如表1所示[7]。

表1 NCO IP核接口說(shuō)明

2 試驗(yàn)結(jié)果

圖2給出了本振信號(hào)的仿真效果。由圖可知，兩路信號(hào)頻率為4 MHz，且相位差為90°，滿足正交關(guān)系。

圖2 數(shù)控振蕩器仿真波形

聲束合成之后的信號(hào)與兩路本振信號(hào)進(jìn)行的乘操作，稱(chēng)之為混頻處理，得到I、Q兩路信號(hào)，分別由一個(gè)低頻分量(頻率為ω0-ωr)和一個(gè)高頻分量(頻率為ω0+ωr)組成。這里,只需要對(duì)混頻之后的低頻信號(hào)進(jìn)行后續(xù)的處理，因此，需要設(shè)計(jì)一個(gè)低通濾波器用來(lái)抑制高頻分量[8]。

為了實(shí)現(xiàn)低通濾波效果，通常采用多級(jí)CIC濾波器。文章選取級(jí)數(shù)為3、速率變換因子為4、差分延時(shí)為2的CIC抽取濾波器。為了驗(yàn)證濾波器的效果，對(duì)其進(jìn)行低通濾波仿真測(cè)試。由于本振信號(hào)的頻率為4 MHz，可選取頻率為3.5 MHz的正弦波分別和兩路本振信號(hào)做混頻處理，得到的結(jié)果為0.5 MHz的低頻信號(hào)以及7.5 MHz的高頻信號(hào)。經(jīng)過(guò)CIC抽取濾波器后，輸出信號(hào)為0.5 MHz的低頻信號(hào)，如圖3所示。其中第一、三路分別為混頻后的I、Q兩路信號(hào)，第二、四路分別為第一、三路經(jīng)過(guò)低通濾波后的低頻信號(hào)。

圖3 3級(jí)CIC抽取濾波器仿真波形

圖4 數(shù)字式正交包絡(luò)檢波仿真波形

3 結(jié)語(yǔ)

采用數(shù)字式正交包絡(luò)檢波技術(shù)，在提取出脈沖回波信號(hào)幅值信息的前提下，大幅降低了超聲脈沖回波信號(hào)的頻率，減少了數(shù)據(jù)量。試驗(yàn)結(jié)果表明，數(shù)字式正交包絡(luò)檢波能夠成功提取包絡(luò)信號(hào)，且提取效果與精度良好。

[1] 沈立軍. 超聲相控陣收發(fā)電路設(shè)計(jì)與關(guān)鍵技術(shù)研究[D].南京：南京航空航天大學(xué), 2014.

[2] 郭艷. 超聲相控陣檢測(cè)系統(tǒng)成像技術(shù)研究[D].南京：南京航空航天大學(xué), 2014.

[3] 程繼隆. 超聲相控陣檢測(cè)關(guān)鍵技術(shù)的研究[D].南京：南京航空航天大學(xué), 2010.

[4] 李衍. 超聲相控陣技術(shù) 第一部分 基本概念[J]. 無(wú)損探傷, 2007, 31(4): 24-28.

[5] 吳遠(yuǎn)斌. 一種數(shù)字式正交檢波器的設(shè)計(jì)[J]. 電子科學(xué)學(xué)刊, 1997(1): 68-71.

[6] 董亮, 汪敏, 高亦菲,等. 基于NCO IP core的Chirp函數(shù)實(shí)現(xiàn)設(shè)計(jì)[J]. 現(xiàn)代電子技術(shù),2009,20(20):20-22.

[7] 孫玉梅. 基于FPGA的FSK調(diào)制解調(diào)器的設(shè)計(jì)及實(shí)現(xiàn)[J]. 電子科技, 2009, 22(5): 38-39.

[8] 竇建華, 梁紅松, 胡敏,等. 一種改進(jìn)的CIC抽取濾波器設(shè)計(jì)[J]. 系統(tǒng)工程與電子技術(shù), 2008, 30(5): 984-986.

The Realization of Digital Orthogonal Envelope Detection Algorithm

GUO Rui-peng, GONG Zheng, WANG Hai-tao, XU Jun, ZHONG Guang-ming

(College of Automation Engineering, Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, Nanjing 211106, China)

A digital orthogonal envelope detection algorithm for data acquisition and processing module of the ultrasonic phased array testing system is designed. By taking envelope, the amplitude information of ultrasonic pulse echo signal is kept, and the RF signal is converted to baseband signal. Accordingly, the sampling rate and the system storage space can be reduced. At the same time, by converting the orthogonal envelope detection from analog domain to digital domain, the efficiency and precision of the envelope detection are improved, and the performance of the whole detection system is enhanced.

Ultrasonic phased array; Orthogonal envelope detection; Digital

2016-06-22

郭瑞鵬(1981-)，女，博士,講師,主要從事相控陣、激光超聲方面的研究工作。

王海濤，E-mail: htwang@nuaa.edu.cn。

10.11973/wsjc201612002

TG115.28

A

1000-6656(2016)12-0006-03