李 強(qiáng)

(中國電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

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一種雙通道跟蹤接收機(jī)的實(shí)現(xiàn)方法

李 強(qiáng)

(中國電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

針對射電星、高速調(diào)制等寬頻譜信源的天線跟蹤問題，提出了一種雙通道跟蹤接收機(jī)的實(shí)現(xiàn)方法。該方法采用寬頻譜中的一段頻譜進(jìn)行和通道與差通道的雙通道傳輸、變頻和放大，進(jìn)行模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換后在數(shù)字信號中完成跟蹤角誤差的提取與歸一化，并在數(shù)字上完成高精度的相位校正。仿真結(jié)果表明，該方法可適用于各種類型信源的跟蹤角誤差的解調(diào)。

雙通道單脈沖；寬頻段；跟蹤接收；相位檢測

0 引言

對于無信標(biāo)的射電星、寬帶通信衛(wèi)星等寬帶信號(信號帶寬達(dá)400 MHz以上)的單脈沖角誤差解調(diào)，主要采用2種方法：① 將寬帶信號全部頻帶接收后進(jìn)行相關(guān)解調(diào)[1]；② 將寬帶射頻誤差信號移相后進(jìn)行各種調(diào)制，然后與和信號相加，再進(jìn)行包絡(luò)檢波，從而完成誤差信號的解調(diào)[2]。這些方法都需要進(jìn)行寬帶的射頻移相，而寬帶射頻移相器的精度受限(當(dāng)前能夠做到6位)，且模擬移相器隨環(huán)境溫度變化導(dǎo)致的相位漂移導(dǎo)致跟蹤性能下降。因此,本文提出了一種采用寬帶信號的一段頻譜信號進(jìn)行雙通道數(shù)字解調(diào)的方法，具有在數(shù)字解調(diào)時(shí)進(jìn)行高精度移相的特點(diǎn)。

寬帶信號的角誤差解調(diào)時(shí)需要校正2個(gè)通道的延時(shí)差，延時(shí)差的校正可以采用手動的方法[3]。本文在數(shù)學(xué)上推導(dǎo)了延時(shí)差對角誤差輸出的影響，并提出了一種新的自動校正通道延時(shí)差的方法。

1 雙通道跟蹤解調(diào)的實(shí)現(xiàn)原理

1.1 單脈沖解調(diào)的原理分析

設(shè)天線接收到是寬頻帶的類白噪聲信號，對收到的寬帶和信號截取一個(gè)頻段信號，表示為f(t)，t為時(shí)間。

差信號進(jìn)行同樣的截取后表示為

式中，μ為當(dāng)前的歸一化差斜率；φ為天線偏開衛(wèi)星軸向的角度；φ為合成誤差角；γ為差信號相對于和信號的初相。

和信號經(jīng)過窄帶線性帶通濾波器后，近似為窄帶高斯白噪聲信號。

(1)

式中，ω為處理通道濾波器的中心頻率；θ(t)為零均值在(-π，π]均勻分布的信號相位；a(t)為服從瑞利分布的信號的幅度[4]。

同理，差信號經(jīng)過相同的窄帶線性帶通濾波器后，近似為窄帶高斯白噪聲信號。

(2)

式中，τi為2個(gè)處理通道的延時(shí)差。

和信號與差信號分別經(jīng)過下變頻器，變?yōu)橹行念l率為ω0的固定中頻信號。

(3)

(4)

對2個(gè)信號進(jìn)行A/D采樣為數(shù)字信號。然后處理過程如圖1所示。

圖1 雙通道無信標(biāo)跟蹤接收的原理

按照下面公式計(jì)算得到正交的2路信號I與Q：

I=IΣ(t)IΔ(t)+QΣ(t)QΔ(t)，

Q=QΣ(t)IΔ(t)-IΣ(t)QΔ(t)。

對信號I與Q經(jīng)過帶寬B2的低通濾波器濾除高頻分量后再相除后求反正切得：

(5)

(6)

式中，θ′(t)可理解為當(dāng)前的瞬時(shí)頻率，瞬時(shí)頻率的頻率譜密度在檢測帶寬內(nèi)近似為常數(shù)。

由式(6)得到：

(7)

由于式(5)信號帶有通道延時(shí)τ，解調(diào)出的相位有θ′(t)τ的底噪。經(jīng)過仿真擬合出輸出底噪的方差近似為：

σ2=n0Bwτ2。

(8)

式中，n0約為0.279的常數(shù)；Bw=B1B2是信號檢測的有效帶寬。

在τ=0解調(diào)出為固定值φ+γ。在不考慮干擾噪聲的情況下，歸一化角度誤差幅度μφ為：

(9)

由此，得到誤差輸出：

(10)

式中，β(t)為通過式(5)得到的結(jié)果；γaz為方位誤差校相值；kaz為方位誤差的幅度校正；γel為俯仰誤差校相值；kel為俯仰誤差的幅度校正；在理想狀況下γaz=γel。由于在數(shù)字域進(jìn)行校相，γaz、kaz與γel、kel具有極高的精度[6]，如采用16位的數(shù)字相位，就有0.005 5°的分辨率。

1.2 解調(diào)輸出幅度的噪聲特性

由基本解調(diào)原理可以看出，歸一化角度誤差μφ由式(9)得出，隨機(jī)過程的高斯噪聲的幅度與相位統(tǒng)計(jì)獨(dú)立，可以分別討論。

因此接收機(jī)輸出幅度的傳輸模型如圖2所示。圖2中，差支路串入了噪聲nΔ，和支路串入噪聲nΣ。由于矢量合成檢波的輸出幅度等于和信號與差信號的幅度相乘，和信號自相關(guān)檢波為和信號幅度的自相乘，因此可以參考文獻(xiàn)[7]計(jì)算輸出信號的噪聲特性與信噪比特性[7]。

圖2 輸出幅度的噪聲模型

1.3 噪聲對解調(diào)輸出相位的影響

隨機(jī)過程的高斯噪聲的幅度與相位統(tǒng)計(jì)獨(dú)立，解調(diào)過程也分別進(jìn)行，接收機(jī)輸出相位的傳輸模型如圖3所示。

圖3 輸出相位的噪聲模型

圖3中，數(shù)字1代表完成輸入誤差相位的等幅度提取。

在沒有干擾噪聲的理想情況下，輸出φi為式(5)得到的結(jié)果，輸出信號的波動只與2個(gè)處理通道的相對延時(shí)τi有關(guān)。

由此，差支路的信噪比為：

和支路的信噪比為：

2個(gè)支路的聯(lián)合信噪比為：

(11)

在假設(shè)相對延時(shí)為零的情況下，對噪聲造成的輸出相位進(jìn)行仿真分析，得到近似輸出噪聲的擬合公式：

(12)

式中，固定系數(shù)0.536是擬合出的，在聯(lián)合信噪比Ψ從1～1 000都可以較好地近似，在Ψ較低時(shí)應(yīng)增大，在Ψ較高時(shí)應(yīng)減小。

對比式(8)與式(12)，可以看出輸出噪聲對低通1的檢測帶寬存在矛盾，在實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)該綜合考慮。

1.4 相對通道延時(shí)的自動校正

1.4.1 需要延時(shí)校正的原因

相對通道延時(shí)主要由和信號、差信號傳輸?shù)碾婇L度不同造成，另外通道濾波器的群延時(shí)特性不同也會造成相對通道延時(shí)。在延時(shí)校正完成后，由于環(huán)境溫度、濕度和電纜受力不均等造成傳輸通道的電長度發(fā)生相對變化，造成相對通道延時(shí)τi的變化。τi的變化不僅產(chǎn)生噪聲輸出，由式(5)看出，還產(chǎn)生相位偏移ωiτi，為解調(diào)出正確的誤差電壓，理想情況下需要校正γaz=γel=-ωiτi-θ，τi的變化是需要經(jīng)常校相的原因[9]。

1.4.2 延時(shí)校正的原理

為減少頻繁進(jìn)行人工校相的麻煩，在此引入自動調(diào)整延時(shí)的機(jī)制。實(shí)現(xiàn)自動調(diào)整延時(shí)的原理如圖1所示。類高斯白噪聲的和信號uΣ與差信號uΔ相乘后低通濾波，完成2個(gè)信號的互相關(guān)檢波。如果2個(gè)信號沒有相對延時(shí)，則2個(gè)信號強(qiáng)相關(guān)，互相關(guān)檢波出具有最大輸出μφa2(t)；隨2個(gè)信號的延時(shí)增大，互相關(guān)檢波輸出逐漸降低[10]；如果2個(gè)信號的延時(shí)大于相關(guān)時(shí)間τ0后，2個(gè)信號不相關(guān)，輸出近似為零，因此互相關(guān)檢波輸出幅度可以作為延時(shí)調(diào)整的依據(jù)。

1.4.3 自動校正相對延時(shí)的方法

為降低附加噪聲造成的影響，首先需要將天線偏開并固定在一定的角度，使檢波輸出具有較高的幅度(即增大φ值)；對檢波輸出進(jìn)行低通濾波以消除波動，使用程序控制通道的數(shù)控延時(shí)器，以步進(jìn)延時(shí)爬山方式尋找使檢波輸出幅度最大的延時(shí)，以使檢波輸出幅度最大的延時(shí)作為通道延時(shí)校準(zhǔn)值，從而完成自動延時(shí)校正；延時(shí)校正完成后再自動校正通道相位差γ值。

2 仿真分析

2.1 基本解調(diào)的仿真

使用Matlab中的Simulink軟件對本方法進(jìn)行仿真，仿真原理如圖4所示。

圖4 采用Simulink軟件仿真的原理圖

仿真中采用零均值、σ為1、采樣周期2 μs高斯白噪聲信號源作為和信號，和信號乘以因子0.316作為差信號，另外2個(gè)零均值、σ為0.1獨(dú)立的高斯白噪聲作為干擾噪聲。因此,和信號信噪比為20 dB、差信號信噪比為10 dB；采用頻率為5×105rad/s的余弦波完成信號矢量合成；第一低通截止頻率B1為5×104rad/s，第二低通截止頻率B2為1×104rad/s時(shí)；使用單調(diào)增加的信號模擬通道延時(shí)信號，延時(shí)幅度為4采樣周期，相當(dāng)于0.1 s對應(yīng)0.8個(gè)采樣周期；對解調(diào)輸出采用scope觀察分析，仿真出互相關(guān)檢測幅度、相位檢測、歸一化幅度輸出的信號波形如圖5所示。

圖5 軟件仿真結(jié)果的波形

由以上仿真得出結(jié)論：

① 如圖5(b)所示，采用互相關(guān)檢測的輸出幅度與輸入相對延時(shí)在相關(guān)時(shí)間τ0(本仿真τ0約為1.2個(gè)采樣周期)內(nèi)為線性關(guān)系，在延時(shí)為零時(shí)具有最大的輸出幅度；延時(shí)大于τ0后互相關(guān)檢測的輸出幅度近似為零。因此，互相關(guān)檢測的輸出幅度可以作為自動延時(shí)校正的參考。

② 如圖5(c)所示，相位檢測出在相對延時(shí)不大時(shí)，信號相位與延時(shí)為線性關(guān)系，當(dāng)通道相對延時(shí)完全補(bǔ)償?shù)搅愫?，通道延時(shí)造成的相位變化為零。

③ 如圖5(d)所示，歸一化輸出幅度能夠被正確檢測，在比較大的延時(shí)范圍內(nèi)歸一化輸出幅度對延時(shí)不敏感。

2.2 信號信噪比對跟蹤解調(diào)的影響仿真

在2.1節(jié)仿真條件下，修改耦合因子從0.316逐步變化到0.031 6時(shí)，其他條件不變，得出結(jié)論：直到耦合因子為0.031 6時(shí)(對應(yīng)差信號信噪比-10 dB，對應(yīng)差信號零深為30 dB)，互相關(guān)檢測出正確，歸一化幅度逐步偏大為1.5倍；同時(shí)相位檢測在差信號信噪比為0后斜率逐步變小，但滿足相對延時(shí)為零時(shí)相位檢測輸出為零；此時(shí)本解調(diào)方法仍然可以作為跟蹤解調(diào)使用。

在2.1節(jié)仿真條件下，增大本地噪聲到σ為1，對應(yīng)和信號信噪比為0 dB；差信號耦合因子為0.316，對應(yīng)差信號信噪比為-10 dB，其他條件不變，得出結(jié)論：互相關(guān)檢測出正確；歸一化幅度出正確；同時(shí)相位檢測斜率偏小，滿足延時(shí)為零時(shí)相位檢測輸出為零；此時(shí)本解調(diào)方法仍然可以作為跟蹤解調(diào)使用(對應(yīng)差信號零深為10 dB)；各個(gè)輸出普遍表現(xiàn)為輸出噪聲波動增大。因此，本文的方法可以在較低的信噪比下工作。

2.3 信號類型對跟蹤解調(diào)的影響仿真

在2.1節(jié)仿真條件下，修改圖4的噪聲1分別為均勻分布噪聲、Rician分布噪聲、Rayleigh分布噪聲和單載波等作為和信號源，然后如2.1節(jié)仿真，3個(gè)檢測輸出信號可正確解調(diào)且輸出信號差別在小于1 dB。

由此仿真得出結(jié)論：角度誤差信號的解調(diào)與接收信號的類型無關(guān)。

3 解調(diào)方法在其他領(lǐng)域的應(yīng)用

本跟蹤解調(diào)方法的實(shí)現(xiàn)基礎(chǔ)是檢測和差通道的相位差與歸一化幅度，式(5)檢測出的相位中包含兩通道間延時(shí)差造成的相位，因此本方法可以用來檢測2個(gè)傳輸通道間的延時(shí)差。由于能夠接收各種類型的信號，因此可以推廣應(yīng)用在需要檢測傳輸通道間延時(shí)差的其他領(lǐng)域。

3.1 用于各種定位

通過檢測3個(gè)以上天線接收同一個(gè)發(fā)射源的兩兩傳輸通道間的延時(shí)差，可以準(zhǔn)確地定位發(fā)射源的位置。如果用于VLBI的延時(shí)差檢測，可以用于航天器與射電源的定位。

3.2 用于檢測造成傳輸通道延時(shí)的物質(zhì)

可以用于測試能夠造成不同傳輸路徑產(chǎn)生延時(shí)差的物質(zhì)。如使用多個(gè)VLBI的天線接收同一個(gè)射電源并檢測相互間的延時(shí)差，能夠間接地測試地球環(huán)境參數(shù)、空間介質(zhì)、天體的大氣或等離子體、引力、引力波等能夠造成傳輸延時(shí)的物質(zhì)。

4 結(jié)束語

利用寬帶的和信號與差信號經(jīng)過限帶濾波器后相關(guān)的特性，使用接收的無信標(biāo)信號的一段頻譜，在理論上可以檢測出天線跟蹤的角誤差信號。通過仿真驗(yàn)證，使用互相關(guān)檢測的輸出作為通道延時(shí)校正的參考輸入，可以在差信號信噪比為-10 dB下校正通道相對延時(shí)造成的影響，并完成角誤差信號的解調(diào)，因此本方法具有低信噪比工作的特點(diǎn)，可以用來跟蹤高速的寬帶調(diào)制信號與擴(kuò)頻信號〔11〕。由于可以在低頻段進(jìn)行延時(shí)校正與高精度移相，因此本方法適合采用數(shù)字信號處理的方法實(shí)現(xiàn)數(shù)字解調(diào)，對于雙通道無信標(biāo)單脈沖數(shù)字跟蹤接收機(jī)的設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)具有一定的參考價(jià)值。

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李 強(qiáng) 男，(1971—)，研究員。主要研究方向：通信裝備與系統(tǒng)。

Implementation Method for a Dual-channel Digital Tracking Receiver

LI Qiang

(The54thResearchInstituteofCETC,ShijiazhuangHebei050081,China)

In view of the antenna-tracking problem with wide-spectrum signal of the radio star and high-speed modulation etc.,a new implementation method for dual-channel digital tracking receiver is proposed in this paper.The sum signal and difference signal,chosen from a segment of the wide spectrum are transmitted,down converted and amplified.After two signals have undergone analog-to-digital conversion,angle error signals are demodulated and the phase errors are corrected by DSP.Experimental results show that,with the proposed scheme,signals from various sources can be used to demodulate angle error signals.

dual-channel monopulse;broad band;tracking receiving;phase detection

10.3969/j.issn.1003-3106.2016.12.03

李 強(qiáng).一種雙通道跟蹤接收機(jī)的實(shí)現(xiàn)方法[J].無線電工程,2016,46(12):8-11,16.

2016-09-06

國家部委基金資助項(xiàng)目。

TN820.4

A

1003-3106(2016)12-0008-04