孫得金, 洪捷, 李武杰

(1.武漢征原電氣有限公司，湖北 武漢　430012； 2.華中科技大學(xué)自動化學(xué)院，湖北 武漢　430074)

?

移相全橋電路偏磁補償?shù)臄?shù)字實現(xiàn)

孫得金1, 洪捷1, 李武杰2

(1.武漢征原電氣有限公司，湖北 武漢430012； 2.華中科技大學(xué)自動化學(xué)院，湖北 武漢430074)

提出一種有效的電流閉環(huán)偏磁補償方案，通過檢測變壓器原邊電流的峰值來判斷移相全橋電路是否發(fā)生偏磁現(xiàn)象，并由PI控制器運算得到PWM信號的補償值，從而達到補償偏磁的效果，最后通過試驗波形驗證了補償方案的可行性。

移相全橋電路；偏磁；電流閉環(huán)補償；PI控制器；PWM信號

0　引　言

隨著現(xiàn)代功率變換技術(shù)的飛速發(fā)展，對電源的重量、體積、可靠性和效率等提出了更高的要求。而應(yīng)用于斬波電路的移相全橋 DC/DC 電路作為中大功率開關(guān)電源的首選拓撲電路，相比于傳統(tǒng)的硬開關(guān)主電路拓撲，移相全橋變換器能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS，控制容易，在功率變換的眾多場合倍受歡迎[1]。移相全橋拓撲中存在三個值得研究的問題：滯后橋臂ZVS的實現(xiàn)、占空比丟失問題和偏磁問題。就偏磁問題而言，有許多論文給出了相應(yīng)的解決方案，文獻[2]采用在變壓器初級加隔直電容，直流分量落在隔直電容上，在軟件上不需要做任何處理就可以解決偏磁問題，實現(xiàn)簡單，應(yīng)用型強，但是引入隔直電容影響滯后橋臂ZVS的實現(xiàn)，并且降低了系統(tǒng)的效率。文獻[3]采用UC3879，在硬件上實現(xiàn)偏磁補償功能，實現(xiàn)方案復(fù)雜，可移植性差。文獻[4]通過檢測原邊電流的直流分量來檢測偏磁，但是變壓器偏磁時原邊電流的直流分量難以檢測，這種方案不能可靠地檢測到偏磁現(xiàn)象。本文基于對移相全橋電路偏磁現(xiàn)象的研究，提出了采用峰值電流檢測的方案，并基于FPGA實現(xiàn)移相全橋DC/DC電路的控制。

1　偏磁現(xiàn)象產(chǎn)生的原理

移相全橋電路拓撲如圖1所示。在圖1中，偏磁是指加在高頻變壓器T原邊兩端的正反向脈沖電壓的伏秒乘積不等，從而造成變壓器磁芯的磁滯工作回線偏離坐標(biāo)原點的現(xiàn)象。磁滯回線如圖2所示，對于如圖1所示的移相全橋電路而言，加在變壓器原邊兩端的電壓為交變的方波電壓，如果方波電壓的脈沖寬度相等，幅值也相等，磁芯工作點將沿著磁滯回線對稱地往復(fù)移動，這種情況下不存在偏磁現(xiàn)象。但是當(dāng)正負電壓脈沖伏秒不相等時，假設(shè)正電壓伏秒數(shù)大于負電壓脈沖伏秒數(shù)，則B會超過-Bmax到+Bmax的區(qū)間，變壓器鐵心飽和，原邊等效為一個較小的電感，變壓器初級電流會劇烈增加，系統(tǒng)工作異常。

圖1　移相全橋電路拓撲

圖2　磁滯回線

偏磁的產(chǎn)生有多種因素：(1) 開關(guān)管參數(shù)不一致。實際應(yīng)用中同一橋臂上下兩個開關(guān)管的參數(shù)，如通態(tài)壓降、開通關(guān)斷時間不同會引起變壓器正負向電壓的幅值或脈沖寬度不等。實際中，IGBT的通態(tài)壓降相比于母線電壓可以忽略，這個因素對偏磁的影響很小，但是IGBT的開通關(guān)斷速度直接影響到脈沖寬度，是導(dǎo)致偏磁現(xiàn)象的一個重要原因。(2) 驅(qū)動板驅(qū)動信號傳遞時間有誤差。實際應(yīng)用中驅(qū)動電路參數(shù)不可能完全一致，導(dǎo)致脈沖寬度存在固定的誤差。但是芯片傳遞信號的時間誤差在納秒級，對脈沖寬度的影響很小。(3) 控制系統(tǒng)的影響。在所設(shè)計的系統(tǒng)中采用光纖通信傳遞PWM信號，幀長度為10，速率為10 MHz，即控制板向驅(qū)動板送PWM信號的誤差為1 μs，當(dāng)開關(guān)頻率不為2 μs的整數(shù)倍時，脈沖寬度存在最大1 μs的誤差。由此可見，控制系統(tǒng)的影響可以在程序上消除，只要選擇合適的開關(guān)頻率即可。對于一個固定的系統(tǒng)而言，在系統(tǒng)穩(wěn)定運行的過程中上述三個因素基本不會發(fā)生變化，所以需要補償?shù)钠艆?shù)最終是穩(wěn)定不變的。

2　偏磁處理的數(shù)字方案

移相全橋電路正常工作時，分為六個狀態(tài)[5-6]。

狀態(tài)1：IGBT T1和T4導(dǎo)通，變壓器原邊回路為Udc-T1-T-T4，副邊回路為D1-Lo-Co/RL-D4-T，有如下表達式：

(1)

(2)

聯(lián)立式(1)和使(2)求得：

(3)

狀態(tài)2：IGBT T2/D2和T4導(dǎo)通，變壓器原邊回路為D2/T2-T-T4，副邊回路為D1-Lo-Co/RL-D4-T，有如下表達式：

(4)

(5)

聯(lián)立式(4)和使(5)求得：

(6)

狀態(tài)3：IGBT T2和T3/D3導(dǎo)通，變壓器原邊回路為Udc-D2-T-T3/D3，副邊回路為D1-Lo-Co/RL-D4-T和D2-Lo-Co/RL-D3-T，有如下表達式：

(7)

us=0

(8)

聯(lián)立式(7)和使(8)求得：

(9)

狀態(tài)4～6與狀態(tài)1～3類似，不再累贅。

變壓器原邊電流峰值為:

(10)

變壓器發(fā)生偏磁時，原邊電流波形會異常，最直觀的現(xiàn)象表現(xiàn)在正負峰值電流上。由式(10)可以求得移相全橋電路正常工作時的峰值電流ipmax。如果驅(qū)動板上的FPGA檢測到的電流正負峰值均接近ipmax，則沒有發(fā)生偏磁；如果檢測到正峰值接近ipmax而負峰值遠大于ipmax，則FPGA輸出向下偏磁信號；如果檢測到負峰值接近ipmax而正峰值遠大于ipmax，則FPGA輸出向上偏磁信號，F(xiàn)PGA依據(jù)偏磁信號來實現(xiàn)偏磁補償功能。

圖3　移相全橋IGBT的驅(qū)動信號與原邊電流波形

圖3為IGBT的驅(qū)動信號與原邊電流的波形圖，忽略死區(qū)時間，正常時所有驅(qū)動信號的占空比為50%，T1和T2為超前橋臂，T3和T4為滯后橋臂。如果變壓器向原邊電流為正的方向偏磁，那么應(yīng)該減小正電壓脈沖寬度或者增加負電壓脈沖寬度，反之則增大正電壓脈沖寬度或者減小負電壓脈沖寬度。在軟件實現(xiàn)上無法實現(xiàn)PWM信號的超前，而只能實現(xiàn)PWM信號的延時，故只能采用增加正負脈沖的寬度來補償偏磁。為了簡化控制的復(fù)雜性，在不改變死區(qū)時間的前提下只在超前橋臂上進行補償。如果變壓器向原邊電流為正的方向偏磁，那么T2的PWM信號延遲關(guān)斷，反之T1的PWM信號延遲關(guān)斷。信號延遲的時間即為偏磁補償?shù)臅r間，由PI控制器調(diào)節(jié)。

偏磁處理的數(shù)字方案在驅(qū)動板上的FPGA實現(xiàn)，程序框圖如圖4所示。變壓器原邊電流由電流傳感器采集，經(jīng)低通濾波器處理后進入A/D芯片，F(xiàn)PGA對A/D采樣結(jié)果進行數(shù)字濾波，并選擇出每個或每幾個開關(guān)周期的正幅值P_ampl和負幅值N_ampl，設(shè)置比較窗口Loop。若P_ampl-N_ampl>Loop，則偏差輸出為1；若N_ampl-P_ampl>Loop，則偏差輸出為-1；否則偏差輸出為0。偏差經(jīng)PI運算后輸出T1或者T2的PWM信號延遲時間，不斷調(diào)節(jié)并最終消除偏磁現(xiàn)象。

圖4　偏磁程序框圖

3　試驗結(jié)果

該控制策略已經(jīng)成功應(yīng)用于一臺輸入電壓為500 V～900 V、輸出電壓為640 V和輸出功率為30 kW的輕軌輔助逆變器上，主電路采用圖1的拓撲結(jié)構(gòu)，開關(guān)頻率為8 kHz?？刂瓢迳螪SP負責(zé)電壓環(huán)的控制，驅(qū)動板上FPGA負責(zé)原邊電流采樣、偏磁檢測和偏磁補償。由于偏磁補償程序并不改變死區(qū)時間，所以該偏磁補償策略對滯后橋臂ZVS的實現(xiàn)沒有影響。

試驗波形中uo為輸出電壓，ip為變壓器原邊電流，t為時間。圖5為輸入電壓600 V、輸出電壓600 V、負載22.5 kW、沒有加偏磁補償時的波形，圖6為輸入電壓600 V、輸出電壓640 V、負載22.5 kW、沒有加偏磁補償時的局部波形圖。圖7為加入偏磁補償時的波形。從試驗波形中可以明顯地觀察到偏磁現(xiàn)象，電流峰值發(fā)生異常，但不存在明顯的直流分量，這也是本文采用峰峰值電流檢測的方案而不采用平均值電流檢測方案的原因。沒有加入偏磁補償時，系統(tǒng)啟動后存在持續(xù)的偏磁現(xiàn)象，而加入偏磁補償后，原邊電流會不斷調(diào)節(jié)直至完全對稱，即消除了偏磁。圖8為額定負載條件下系統(tǒng)穩(wěn)定運行波形，輸入電壓為750 V，輸出電壓為640 V，輸出功率為30 kW，由圖8知，進行變壓器偏磁補償后，變壓器原邊電流正負對稱，變壓器沒有發(fā)生偏磁。

圖5　輸出功率為22.5 kW時無偏磁補償波形圖

圖6　輸出功率為22.5 kW時無偏磁補償局部波形圖

圖7　輸出功率為22.5 kW時偏磁補償波形圖

圖8　輸出功率為30 kW時系統(tǒng)穩(wěn)定運行波形圖

4　結(jié)束語

本文通過對偏磁現(xiàn)象的分析，采用峰值電流檢測的方案檢測偏磁，并通過PI控制器進行閉環(huán)補償，由試驗驗證了這種方案的可行性。這種偏磁補償方案具有閉環(huán)控制器的特點，能快速穩(wěn)定補償變壓器的偏磁。

[1] 羅明. 移相全橋DC/DC變換器的研究[D].廣州：華南理工大學(xué),2010.

[2] 沈燕群,姚剛,何湘寧. 帶隔直電容的移相全橋DC/DC變換器特性分析[J]. 電力電子技術(shù),2005,39(3):11-13.

[3] 杜貴平,陳立軍,張波,等. 全橋逆變器高頻功率變壓器偏磁問題研究[J]. 電力電子技術(shù),2006,40(3):74-76.

[4] 張小倩,史旺旺,胡舒陽. 移相全橋變換器偏磁抑制的不對稱移相方法[J]. 電源學(xué)報,2013,46(2):88-92.

[5] HSIEH Y C, HUANG C S. Battery charger based on digitally controlled phase-shifted full-bridge converter[J]. IET on Power Electronics, 2011, 4(2):242-247.

[6] CHUNPENG LI,HONGQI BEN, DAQING WANG, et al. Effect of digital control on phase-shifted full-bridge system stability and dynamic performance[C]. 7thInternational Power Electronics and Motion Control Conference, 2012, (3):1883-1887.

Digital Realization of Magnetic Biasing Compensation for the Phase-shifted Full-bridge Circuit

SUN De-jin1, HONG Jie1, LI Wu-jie2

(1. Wuhan Zhengyuan Electric Co., Ltd., Wuhan Hubei 430012, China; 2. School of Automation,Huazhong University of Science and Technology, Wuhan Hubei 430074, China)

This paper presents an effective scheme for current closed-loop magnetic biasing compensation. By testing the peak value of the primary side current of the transformer, we can judge whether the phase-shifted full-bridge circuit is magnetically biased, and the compensation value of the PWM signal is obtained through PI controller arithmetic, so as to compensate for the magnetic biasing. Finally, the feasibility of the compensation scheme is verified through the experiment waveform.

phase-shifted full-bridge circuit; magnetic biasing; current closed loop compensation; PI controller; PWM signal

10.3969/j.issn.1000-3886.2016.01.019

TM46

A

1000-3886(2016)01-0059-03

孫得金(1977-)，男，湖北武漢人，工程師，主要從事電力電子與電氣傳動的研究。洪捷(1984-)，男，湖北武漢人，工程師，主要從事電力電子與電氣傳動的研究。李武杰(1989-)，男，湖北孝感人，碩士生，主要從事電力電子與電氣傳動的研究。

定稿日期: 2014-04-16